電子發燒友App
01
1.概述
隨著“雙碳”目標的提出，新能源領域得到快速發展。到2060年，預測中國風電和光伏發電裝機容量占比之和需達到約80%，發電量占比之和達到約70%[1]，電動汽車的保有量將達到約3.9億輛[2]。SiC MOSFET和Si IGBT等功率半導體器件（以下統稱器件），作為變流器的核心部件，得到大規模的應用。
器件的動態特性關系到系統的效率、可靠性和EMC性能，受到設計人員的重點關注。器件動態特性受到功率回路和柵極回路影響。功率回路特性依托于銅排結構（大功率器件）或PCB布局（板級器件），在定型后難以調整，修改周期長。柵極回路特性依托于PCB布局和柵極元器件參數，PCB上的元器件調整方便，所以設計人員主要通過柵極參數的調整來優化器件的動態特性。因此，柵極參數研究是器件動態特性研究的關鍵。
對于柵極參數的研究方法有兩種：設計和測試。
柵極參數設計是通過理論計算或建模仿真，模擬器件的開關狀態，掌握其動態特性。常用的仿真軟件有ANSYS和MATLAB等，其核心還是理論計算。
器件動態特性測試一般通過雙脈沖測試進行，根據測試結果來調整柵極參數，達到最佳效果。設計人員會應用專業的測試設備，保證測試結果的準確性和可靠性。Firstack開發的ME300D測試設備因此誕生。
設計和測試相輔相成，只有設計過程，會脫離物理世界環境，使得設計結果經不起實際工況挑戰；只有測試過程，會讓柵極參數優化周期漫長，測試人員通過不停試錯才能獲得滿意的參數。
目前市面上的的動態測試設備通常都只停留在測試階段。Firstack通過柵極參數匹配算法，加速測試過程。Firstack 開發的智能化測試設備ME400D將具備柵極參數自動計算匹配和自動化測試功能，目標提升客戶測試效率。
本文對器件開關過程進行理論分析和計算，由于開關過程對稱，以關斷為例進行計算。MOSFET和IGBT關斷過程基本類似，后續以MOSFET定義進行命名，部分IGBT相關圖片，其C/G/E極分別對應D/G/S極。
02
2.關斷過程研究
以MOSFET關斷為例，柵極電壓定義為Vgs。漏極電流定義為Id，Id的導通電流定義為ID，漏源電壓定義為Vds，Vds的關斷電壓定義為VDS。如圖1所示，將器件關斷過程分為3部分，0~t2為第一階段，該階段Vgs下降到米勒平臺，Id不發生變化，Vds緩慢增大，仍處于開通狀態。t2~t3為第二階段，該階段處于米勒平臺，Vgs維持米勒電壓tm，Vds上升，基本達到VDS。其形成原理在此不做贅述。t3~t4為第三階段，Vgs從米勒平臺下降到閾值電壓Vgs（th）。Id從ID下降到0。該階段Vds會產生電壓尖峰。
圖1 MOSFET關斷過程[3]
2.1 第一階段
t0~t2階段，驅動從器件柵極電容抽取電荷，此時的若不考慮柵極回路雜散電感的影響，可以看作一階RC串聯放電電路，Vgs從開通電壓下降到米勒平臺的時間tf1計算公式如下， ? ? ?
(1) ? ? ? ?
(2) ? ?
其中Vcc為驅動的開通電壓，Vss為驅動的關斷電壓，數值為負，Rint為器件內部柵極電阻，Rg為外部柵極電阻，Cgs為柵極電容，Qg為器件對應Vcc和Vss之間的柵極電荷，如圖2所示。Qg和Vds相關，通常規格書會給出典型Vds電壓下的Qm，若測試工況和典型Vds電壓相差較大，可能需要重新標定，我司自研了滿足JEDEC標準[4]的Qg標定方案。
部分器件規格書會提供器件輸入電容和反向傳輸電容，也可以通過電容進行計算，但如圖3所示，容值會隨Vds變化。特別在器件剛開始關斷，Vds較小時，變化尤其明顯，影響關斷時間評估的準確性。用Qg計算等效柵極電容，會提高計算的準確度。
圖2 規格書Qg曲線[5]
圖3 規格書電容曲線[5]
2.2 第二階段
2.2.1 米勒平臺電壓計算
米勒平臺電壓計算可分為兩部分，當關斷電流Id較大，對應傳輸特性曲線的Vgs電壓遠超過閾值電壓Vgs(th)時，可認為器件的傳輸特性曲線處于線性區域[6]，
(3) gm為器件跨導，定義如圖4所示。
圖4 跨導定義
當關斷電流較小，對應Vgs接近閾值電壓時，
(4)
其中K是和溫度相關的常數[7]。
若器件規格書給出詳細的傳輸特性曲線，可以根據關斷電流，在圖5上取點來確認米勒平臺電壓。
圖5 規格書傳輸特性曲線[8]
對于Si IGBT而言，米勒平臺電壓基本保持不變，如圖3所示?？紤]到SiC MOSFET的短溝道效應，其漏極電壓引起的溝道勢壘降低(DIBL)效應明顯，米勒平臺應為圖6所示的“米勒斜坡”[9]，根據Qg曲線可以確定米勒平臺中Vgs和Qg的變化關系。
圖6?SiC MOSFET的Qg曲線
2.2.2 米勒平臺持續時間計算
當關斷過程處于米勒平臺階段，驅動電流全部用作給米勒電容放電，柵極電壓不變，驅動電流不變。器件在米勒平臺時的驅動電流Igm和米勒平臺持續時間tm計算公式如下。
(5) 
(6)
其中，Qm為圖2中Vgs維持米勒平臺時的電荷量變化值。
在米勒平臺持續時間內，Vds電壓會逐漸從器件導通電壓上升到關斷電壓VDS。如圖7所示，Vds往往是從米勒平臺中段才快速上升，而非米勒平臺開始時刻。Vds開始快速上升的時間tm2，在多級關斷和主動控制型的驅動中有重要意義。由于米勒電容（即反向傳輸電容Crss）隨Vds電壓變化，該時刻點難以準確評估。本文給出一種近似評估方法。
以圖3所示的1200V耐壓器件為例。米勒電容在Vds小于30V時變化快。當Vds電壓超過30V后，米勒電容基本發生變化，此時對應的米勒電容容值Cgd=Crss(Vds=30V)，則
(7)
當Vds上升到VDS，米勒平臺結束。
圖7?器件實際關斷過程波形(CH1:Vge,Vce, CH3:Ic)
2.3 第三階段
t3~t4為Id電流下降階段，當Vgs下降到Vgs(th)，Id下降到0，關斷過程基本結束。其電流計算方法與第一階段類似，值得注意的是，此時Qg應按照Vm和Vss間的柵極電荷來計算。
通過tf2和ID可以計算出第三階段電流下降階段電流變化率，用ME400D設備進行雙脈沖測試，可計算出功率模組的功率回路雜感Lp。從而得到電壓尖峰
(8)
由于ID關斷過程非完全線性，且SiC MOSFET第三階段持續時間較短，容易造成偏差，通過該方法計算出的電壓尖峰會有5~10%誤差。
2.4 柵極回路電感對關斷過程的影響
由于第二階段驅動電流基本保持不變，雜散電感對此階段沒有影響，只需要關注第一階段和第三階段。
柵極回路電感由兩部分組成，器件內部雜散電感和驅動PCB回路雜散電感。器件內部雜散電感較小，和外部雜散電感相比可以忽略。因此，可以將柵極回路等效成RLC串聯電路。
圖8?柵極回路RLC串聯等效電路
其完整的微分方程表達式為
(9)
其初始狀態
(10)
(11)
R為驅動電阻，L為柵極回路雜感，C為器件內外部GS電容之和，值得注意第一階段和第三階段C不相同，可以根據各自階段的Qg和Vgs求出。
以圖7電流方向為正。第一階段，U0=VCC+VSS，I0=0，第三階段U0=Vm+VSS，I0=-Igm。根據微分方程列出特征方程并求出特征根
(12)
(13)
衰減常數
(14)
諧振角頻率
(15)
當α2 -?ω02 >0特征方程有兩個不等負實根，系統處于過阻尼狀態。這種狀態下，器件不會因為柵極形成振蕩，驅動設計的關鍵之一，就是通過合理的驅動參數選擇，使器件工作在該狀態。
當α2 -?ω02 =0特征方程有兩個相等負實根，系統處于臨界阻尼狀態。
當α2 -?ω02 <0特征方程有一對共軛復根，系統處于欠阻尼狀態。這是驅動設計中需要避免的情況，會導致柵極振蕩。對于SiC MOSFET而言，柵極電荷較小，對應C偏小，當L過大時，容易形成欠阻尼狀態，這也是SiC MOSFET對柵極回路雜感更加敏感的原因。
通過特征根得出微分方程通解
(16)
帶入初始狀態(10)(11)，可分別求出兩個階段的K1和K2。
此時就可以得出第一階段和第三階段的響應方程，第一階段最終狀態為米勒平臺，帶入U0=Vm+VSS，即可求出第一階段持續時間tf1。同理第三階段最終狀態U0=Vgs(th)+VSS，可求出第三階段持續時間tf2。
03
3.小結
(1)?本文結合驅動電路、器件模型和測試工況三方面信息，對器件關斷過程進行了詳細分析計算。梳理了柵極電阻、電容和電感對關斷過程的影響。
(2)?在實際應用中，已知柵極參數，可以計算關斷各階段的時間、電壓尖峰和電壓電流變化率等；已知開關時間、電壓尖峰和電壓電流變化率等邊界條件，可以給出合理的柵極參數取值范圍。
(3)?在應用ME400D進行器件動態參數測試時，輸入邊界條件，可以迅速判斷出柵極參數取值的大致范圍，并進行自動測試，大大提高測試效率。
*文中提及的ME400D是Firstack全新升級的SiC器件動態特性測試設備，將于2024年發布，敬請期待！
[1]肖先勇,鄭子萱.“雙碳”目標下新能源為主體的新型電力系統：貢獻、關鍵技術與挑戰[J].工程科學與技術,2022,54(01)10.15961/j.jsuese.202100656.
[2]全球能源互聯網發展合作組織.中國2060年前碳中和研究報告[R]. 北京：全球能源互聯網發展合作組織,2021.
[3]Abhijit D. Pathak. IXYSmosfet_driver_theory_and_applications, IXYS Corporation, 2001.
[4]JEDEC JEP192. Guidelines for Gate Charge (QG) Test Method, 2022.
[5]Fuji Electric. 2MBI600XNG120-50 Datasheet, 2018.
[6]Dong Z, Wu X, Xu H, et al. Accurate analytical switching?on loss model of SiC MOSFET considering dynamic?transfer characteristic and Qgd[J]. IEEE Transactions on?Power Electronics, 2020, 35(11): 12264-12273.
[7]Wang X, Zhao Z, Li K, et al. Analytical methodology for loss calculation of SiC MOSFETs[J]. IEEE Journal of Emerging and Selected Topics in Power Electronics, 2018, 7(1) ; 71-83.
[8]Infineon. FF600R12ME4 Datasheet, 2013.
[9]Wang, Ning, and Jianzhong Zhang. Nonlinear capacitance?model of SiC MOSFET considering envelope of switching trajectory[J]. IEEE Transactions on Power Electronics 37. 7 (2022): 7977-7988.?
審核編輯：黃飛
?
工商網監
評論