針對DDR2和DDR3的PCB信號完整性設計介紹

本文章主要涉及到對DDR2和DDR3在PCB設計時，考慮信號完整性和電源完整性的設計事項，這些是具有相當大的挑戰性的。

文章重點是討論在盡可能少的PCB層數，特別是4層板的情況下的相關技術，其中一些設計方法在以前已經成熟的使用過。

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介紹

目前，比較普遍使用中的DDR2的速度已經高達800 Mbps，甚至更高的速度，如1066 Mbps，而DDR3的速度已經高達1600 Mbps。

對于如此高的速度，從PCB的設計角度來幫大家分析，要做到嚴格的時序匹配，以滿足信號的完整性，這里有很多的因素需要考慮，所有的這些因素都有可能相互影響。

它們可以被分類為PCB疊層、阻抗、互聯拓撲、時延匹配、串擾、信號及電源完整性和時序，目前，有很多EDA工具可以對它們進行很好的計算和仿真，其中Cadence ALLEGRO SI-230 和 Ansoft’s HFSS 使用的比較多。

表1顯示了DDR2和DDR3所具有的共有技術要求和專有的技術要求。

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PCB的疊層（stackup）和阻抗

對于一塊受PCB層數約束的基板（如4層板）來說，其所有的信號線只能走在TOP和BOTTOM層，中間的兩層，其中一層為GND平面層，而另一層為 VDD 平面層，Vtt和Vref在VDD平面層布線。

而當使用6層來走線時，設計一種專用拓撲結構變得更加容易，同時由于Power層和GND層的間距變小了，從而提高了電源完整性。

互聯通道的另一參數阻抗，在DDR2的設計時必須是恒定連續的，單端走線的阻抗匹配電阻50 Ohms必須被用到所有的單端信號上，且做到阻抗匹配，而對于差分信號，100 Ohms的終端阻抗匹配電阻必須被用到所有的差分信號終端，比如CLOCK和DQS信號。另外，所有的匹配電阻必須上拉到VTT，且保持50 Ohms，ODT的設置也必須保持在50 Ohms。

在 DDR3的設計時，單端信號的終端匹配電阻在40和60 Ohms之間可選擇的被設計到ADDR/CMD/CNTRL信號線上，這已經被證明有很多的優點。

而且，上拉到VTT的終端匹配電阻根據SI仿真的結果的走線阻抗，電阻值可能需要做出不同的選擇，通常其電阻值在30-70 Ohms之間。而差分信號的阻抗匹配電阻始終在100 Ohms。

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互聯拓撲

對于DDR2和DDR3，其中信號DQ、DM和DQS都是點對點的互聯方式，所以不需要任何的拓撲結構，然而例外的是，在multi-rank DIMMs（Dual In Line Memory Modules）的設計中并不是這樣的。

在點對點的方式時，可以很容易的通過ODT的阻抗設置來做到阻抗匹配，從而實現其波形完整性。而對于 ADDR/CMD/CNTRL和一些時鐘信號，它們都是需要多點互聯的，所以需要選擇一個合適的拓撲結構，圖2列出了一些相關的拓撲結構，其中Fly- By拓撲結構是一種特殊的菊花鏈，它不需要很長的連線，甚至有時不需要短線（Stub）。

對于DDR3，這些所有的拓撲結構都是適用的，然而前提條件是走線要盡可能的短。Fly-By拓撲結構在處理噪聲方面，具有很好的波形完整性，然而在一個4 層板上很難實現，需要6層板以上，而菊花鏈式拓撲結構在一個4層板上是容易實現的。另外，樹形拓撲結構要求AB的長度和AC的長度非常接近（如圖2）。

考慮到波形的完整性，以及盡可能的提高分支的走線長度，同時又要滿足板層的約束要求，在基于4層板的DDR3設計中，最合理的拓撲結構就是帶有最少短線（Stub）的菊花鏈式拓撲結構。

對于DDR2-800，這所有的拓撲結構都適用，只是有少許的差別。然而，也是知道的，菊花鏈式拓撲結構被證明在SI方面是具有優勢的。

對于超過兩片的SDRAM，通常，是根據器件的擺放方式不同而選擇相應的拓撲結構。圖3顯示了不同擺放方式而特殊設計的拓撲結構，在這些拓撲結構中，只有A和 D是最適合4層板的PCB設計。

然而，對于DDR2-800，所列的這些拓撲結構都能滿足其波形的完整性，而在DDR3的設計中，特別是在1600 Mbps時，則只有D是滿足設計的。

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時延匹配

在做到時延的匹配時，往往會在布線時采用trombone方式走線，另外，在布線時難免會有切換板層的時候，此時就會添加一些過孔。不幸的是，但所有這些彎曲的走線和帶過孔的走線，將它們拉直變為等長度理想走線時，此時它們的時延是不等的，如圖4所示。

顯然，上面講到的trombone方式在時延方面同直走線的不對等是很好理解的，而帶過孔的走線就更加明顯了。在中心線長度對等的情況下，trombone 走線的時延比直走線的實際延時是要來的小的，而對于帶有過孔的走線，時延是要來的大的。這種時延的產生，這里有兩種方法去解決它。

一種方法是，只需要在 EDA工具里進行精確的時延匹配計算，然后控制走線的長度就可以了。而另一種方法是在可接受的范圍內，減少不匹配度。

對于trombone線，時延的不對等可以通過增大L3的長度而降低，因為并行線間會存在耦合，其詳細的結果，可以通過SigXP仿真清楚的看出，如圖 5，L3（圖中的S）長度的不同，其結果會有不同的時延，盡可能的加長S的長度，則可以更好的降低時延的不對等。對于微帶線來說，L3大于7倍的走線到地的距離是必須的。

trombone線的時延是受到其并行走線之間的耦合而影響，一種在不需要提高其間距的情況下，并且能降低耦合的程度的方法是采用saw tooth線。顯然，saw tooth線比trombone線具有更好的效果。

但是，依來看它需要更多的空間。由于各種可能造成時延不同的原因，所以，在實際的設計時，要借助于CAD工具進行嚴格的計算，從而控制走線的時延匹配。

考慮到在圖2中6層板上的過孔的因素，當一個地過孔靠近信號過孔放置時，則在時延方面的影響是必須要考慮的。

先舉個例子，在TOP層的微帶線長度是 150 mils，BOTTOM層的微帶線也是150 mils，線寬都為4 mils，且過孔的參數為：barrel diameter=”8mils”，pad diameter=”18mils”，anti-pad diameter=”26mils”。

這里有三種方案進行對比考慮：

一種是，通過過孔互聯的這個過孔附近沒有任何地過孔，那么，其返回路徑只能通過離此過孔250 mils的PCB邊緣來提供；

第二種是，一根長達362 mils的微帶線；

第三種是，在一個信號線的四周有四個地過孔環繞著。圖6顯示了帶有60 Ohm的常規線的S-Parameters，從圖中可以看出，帶有四個地過孔環繞的信號過孔的S-Parameters就像一根連續的微帶線，從而提高了 S21特性。

由此可知，在信號過孔附近缺少返回路徑的情況下，則此信號過孔會大大增高其阻抗。當今的高速系統里，在時延方面顯得尤為重要。

現做一個測試電路，類似于圖5，驅動源是一個線性的60 Ohms阻抗輸出的梯形信號，信號的上升沿和下降沿均為100 ps，幅值為1V。此信號源按照圖6的三種方式，且其端接一60 Ohms的負載，其激勵為一800 MHz的周期信號。

在0.5V這一點，我們觀察從信號源到接收端之間的時間延遲，顯示出來它們之間的時延差異。其結果如圖7所示，在圖中只顯示了信號的上升沿，從這圖中可以很明顯的看出，帶有四個地過孔環繞的過孔時延同直線相比只有3 ps，而在沒有地過孔環繞的情況下，其時延是8 ps。

由此可知，在信號過孔的周圍增加地過孔的密度是有幫助的。然而，在4層板的PCB里，這個就顯得不是完全的可行性，由于其信號線是靠近電源平面的，這就使得信號的返回路徑是由它們之間的耦合程度來決定的。

所以，在4層的PCB設計時，為符合電源完整性（power integrity）要求，對其耦合程度的控制是相當重要的。

對于DDR2和DDR3，時鐘信號是以差分的形式傳輸的，而在DDR2里，DQS信號是以單端或差分方式通訊取決于其工作的速率，當以高度速率工作時則采用差分的方式。顯然，在同樣的長度下，差分線的切換時延是小于單端線的。

根據時序仿真的結果，時鐘信號和DQS也許需要比相應的ADDR/CMD /CNTRL和DATA線長一點。

另外，必須確保時鐘線和DQS布在其相關的ADDR/CMD/CNTRL和DQ線的當中。由于DQ和DM在很高的速度下傳輸，所以，需要在每一個字節里，它們要有嚴格的長度匹配，而且不能有過孔。

差分信號對阻抗不連續的敏感度比較低，所以換層走線是沒多大問題的，在布線時優先考慮布時鐘線和DQS。

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串擾

在設計微帶線時，串擾是產生時延的一個相當重要的因素。通常，可以通過加大并行微帶線之間的間距來降低串擾的相互影響，然而，在合理利用走線空間上這是一個很大的弊端，所以，應該控制在一個合理的范圍里面。典型的一個規則是，并行走線的間距大于走線到地平面的距離的兩倍。

另外，地過孔也起到一個相當重要的作用，圖8顯示了有地過孔和沒地過孔的耦合程度，在有多個地過孔的情況下，其耦合程度降低了7 dB?？紤]到互聯通路的成本預算，對于兩邊進行適當的仿真是必須的，當在所有的網線上加一個周期性的激勵，將會由串擾產生的信號抖動，通過仿真，可以在時域觀察信號的抖動，從而通過合理的設計，綜合考慮空間和信號完整性，選擇最優的走線間距。

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信號及電源完整性

這里的電源完整性指的是在最大的信號切換情況下，其電源的容差性。當未符合此容差要求時，將會導致很多的問題，比如加大時鐘抖動、數據抖動和串擾。

這里，可以很好的理解與去偶相關的理論，現在從”目標阻抗”的公式定義開始討論。

Ztarget=Voltage tolerance/Transient Current （1）

在這里，關鍵是要去理解在最差的切換情況下瞬間電流（Transient Current）的影響，另一個重要因素是切換的頻率。在所有的頻率范圍里，去耦網絡必須確保它的阻抗等于或小于目標阻抗（Ztarget）。

在一塊 PCB上，由電源和地層所構成的電容，以及所有的去耦電容，必須能夠確保在100KHz左右到100-200MH左右之間的去耦作用。頻率在 100KHz以下，在電壓調節模塊里的大電容可以很好的進行去耦。而頻率在200MHz以上的，則應該由片上電容或專用的封裝好的電容進行去耦。

實際的電源完整性是相當復雜的，其中要考慮到IC的封裝、仿真信號的切換頻率和PCB耗電網絡。對于PCB設計來說，目標阻抗的去耦設計是相對來說比較簡單的，也是比較實際的解決方案。

在 DDR的設計上有三類電源，它們是VDD、VTT和Vref。VDD的容差要求是5%，而其瞬間電流從Idd2到Idd7大小不同，詳細在JEDEC里有敘述。通過電源層的平面電容和專用的一定數量的去耦電容，可以做到電源完整性，其中去耦電容從10nF到10uF大小不同，共有10個左右。另外，表貼電容最合適，它具有更小的焊接阻抗。

Vref要求更加嚴格的容差性，但是它承載著比較小的電流。顯然，它只需要很窄的走線，且通過一兩個去耦電容就可以達到目標阻抗的要求。由于Vref相當重要，所以去耦電容的擺放盡量靠近器件的管腳。

然而，對VTT的布線是具有相當大的挑戰性，因為它不只要有嚴格的容差性，而且還有很大的瞬間電流，不過此電流的大小可以很容易的就計算出來。最終，可以通過增加去耦電容來實現它的目標阻抗匹配。

在4層板的PCB里，層之間的間距比較大，從而失去其電源層間的電容優勢，所以，去耦電容的數量將大大增加，尤其是小于10 nF的高頻電容。詳細的計算和仿真可以通過EDA工具來實現。

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時序

對于時序的計算和分析在一些相關文獻里有詳細的介紹，下面列出需要設置和分析的8個方面：

1）寫建立分析：DQ vs. DQS

2）寫保持分析：DQ vs. DQS

3）讀建立分析：DQ vs. DQS

4）讀保持分析：DQ vs. DQS

5）寫建立分析：DQS vs. CLK

6）寫保持分析：DQS vs. CLK

7）寫建立分析：ADDR/CMD/CNTRL vs. CLK

8）寫保持分析：ADDR/CMD/CNTRL vs. CLK

表2舉了一個針對寫建立（Write Setup）分析的例子。表中的一些數據需要從控制器和存儲器廠家獲取，段”Interconnect”的數據是取之于SI仿真工具。

對于DDR2上面所有的8 項都是需要分析的，而對于DDR3，5項和6項不需要考慮。在PCB設計時，長度方面的容差必須要保證total margin是正的。

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PCB Layout

在實際的PCB設計時，考慮到SI的要求，往往有很多的折中方案。通常，需要優先考慮對于那些對信號的完整性要求比較高的。畫PCB時，當考慮以下的一些相關因素，那么對于設計PCB來說可靠性就會更高。

1）首先，要在相關的EDA工具里設置好拓撲結構和相關約束。

2）將BGA引腳突圍，將ADDR/CMD/CNTRL引腳布置在DQ/DQS/DM字節組的中間，由于所有這些分組操作，為了盡可能少的信號交叉，一些獨立的管腳也許會被交換到其它區域布線。

3）由串擾仿真的結果可知，盡量減少短線（stubs）長度。通常，短線（stubs）是可以被削減的，但不是所有的管腳都做得到的。

在BGA焊盤和存儲器焊盤之間也許只需要兩段的走線就可以實現了，但是此走線必須要很細，那么就提高了PCB的制作成本，而且，不是所有的走線都只需要兩段的，除非使用微小的過孔和盤中孔的技術。最終，考慮到信號完整性的容差和成本，可能選擇折中的方案。

4）將Vref的去耦電容靠近Vref管腳擺放；Vtt的去耦電容擺放在最遠的一個SDRAM外端；VDD的去耦電容需要靠近器件擺放。小電容值的去耦電容需要更靠近器件擺放。

正確的去耦設計中，并不是所有的去耦電容都是靠近器件擺放的。所有的去耦電容的管腳都需要扇出后走線，這樣可以減少阻抗，通常，兩端段的扇出走線會垂直于電容布線。

5）當切換平面層時，盡量做到長度匹配和加入一些地過孔，這些事先應該在EDA工具里進行很好的仿真。

通常，在時域分析來看，差分線的正負兩根線要做到延時匹配，保證其誤差在+/- 2ps，而其它的信號要做到+/- 10 ps。

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DIMM

之前介紹的大部分規則都適合于在PCB上含有一個或更多的DIMM，唯一例外的是在DIMM里所要考慮到去耦因素同在DIMM組里有所區別。

在DIMM組里，對于ADDR/CMD/CNTRL所采用的拓撲結構里，帶有少的短線菊花鏈拓撲結構和樹形拓撲結構是適用的。

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案例

上面所介紹的相關規則，在DDR2 PCB、DDR3 PCB和DDR3-DIMM PCB里，都已經得到普遍的應用。

在下面的案例中，我們采用MOSAID公司的控制器，它提供了對DDR2和DDR3的操作功能。在SI仿真方面，采用了 IBIS模型，其存儲器的模型來自MICRON Technolgy，Inc。

對于DDR3 SDRAM的模型提供1333 Mbps的速率。在這里，數據是操作是在1600 Mbps下的。對于不帶緩存（unbuffered DIMM（MT_DDR3_0542cc）EBD模型是來自Micron Technology，下面所有的波形都是采用通常的測試方法，且是在SDRAM die級進行計算和仿真的。

圖2所示的6層板里，只在TOP和BOTTOM層進行了布線，存儲器由兩片的SDRAM以菊花鏈的方式所構成。而在DIMM的案例里，只有一個不帶緩存的DIMM被使用。圖9-11是對TOP/BOTTOM層布線的一個閃照圖和信號完整性仿真圖。

（左邊的是ADDRESS和CLOCK網絡，右邊的是DATA和DQS網絡，其時鐘頻率在800 MHz，數據通信率為1600Mbps）

（左邊的是ADDRESS和CLOCK網絡，右邊的是DATA和DQS網絡，其時鐘頻率在400 MHz，數據通信率為800Mbps）

（左邊的是ADDRESS和CLOCK網絡，右邊的是DATA和DQS網絡）

最好，圖12顯示了兩個經過比較過的數據信號眼圖，一個是仿真的結果，而另一個是實際測量的。在上面的所有案例里，波形的完整性的完美程度都是令人興奮的。

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結論

本文，針對DDR2/DDR3的設計，SI和PI的各種相關因素都做了全面的介紹。

對于在4層板里設計800 Mbps的DDR2和DDR3是可行的，但是對于DDR3-1600 Mbps是具有很大的挑戰性。

原文標題：實戰干貨：針對DDR2-800和DDR3的PCB信號完整性設計！

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責任編輯：haq