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造成EMC輻射超標的原因是多方面的，接口濾波不好，結構屏效低，電纜設計有缺陷都有可能導致輻射發射超標，但產生輻射的根本原因卻在PCB的設計。從EMC方面來關注PCB，主要關注這幾個方面：
⑴從減小輻射騷擾的角度出發，應盡量選用多層板，內層分別作電源層、地線層，用以降低供電線路阻抗，抑制公共阻抗噪聲，對信號線形成均勻的接地面，加大信號線和接地面間的分布電容，抑制其向空間輻射的能力。
⑵電源線、地線、印制板走線對高頻信號應保持低阻抗。在頻率很高的情況下，電源線、地線、或印制板走線都會成為接收與發射騷擾的小天線。降低這種騷擾的方法除了加濾波電容外，更值得重視的是減小電源線、地線及其他印制板走線本身的高頻阻抗。因此，各種印制板走線要短而粗，線條要均勻。
⑶電源線、地線及印制導線在印制板上的排列要恰當，盡量做到短而直，以減小信號線與回線之間所形成的環路面積。
⑷電路元件和信號通路的布局必須最大限度地減少無用信號的相互耦合。
在PCB的不同的設計階段所關注的問題點不同。
在元器件布局階段需要注意：
1、接口信號的濾波、防護和隔離等器件是否靠近接口連接器放置，先防護，后濾波；電源模塊、濾波器、電源防護器件是否靠近電源的入口放置，盡可能保證電源的輸入線最短，電源的輸入輸出分開，走線互不交叉；
2、晶體、晶振、繼電器、開關電源等強輻射器件或敏感器件是否遠離單板拉手條、連接器；
3、濾波電容是否靠近IC的電源管腳放置，位置、數量適當；
4、時鐘電路是否靠近負載，且負載均衡放置；
5、接口濾波器件的輸入、輸出是否未跨分割區；除光耦、磁珠、隔離變壓器、A/D、D/A等器件外，其它器件是否未跨分割區；
在PCB布線階段需要注意：
1、電源、地的布線處理無地環路，電源及與對應地構成的回路面積??；
2、差分信號線對是否同層、等長、并行走線，保持阻抗一致，差分線間無其他走線；
3、時鐘等關鍵信號線是否布內層（優先考慮優選布線層），并加屏蔽地線或與其他布線間距滿足3W原則，關鍵信號走線是否未跨分割區；
4、是否無其他信號線從電源濾波器輸入線下走線，濾波器等器件的輸入、輸出信號線是否未互相并行、交叉走線；
盡管我們制定了種種PCB布局布線規則，但是在實現這些規則的時候，無論我們如何努力，設計中的缺陷總是象病魔一樣揮之不去。因為實際設計的時候總會存在這樣或者那樣的原因使得我們無法完全滿足設計規則。但是往往這些無法滿足規則的地方給以后的認證帶來麻煩：
1.1 輻射源距離接口太近
最典型的輻射源莫過于晶振，每一個PCB工程師都知道晶振應該遠離I/O接口，但是產品設計工程師所要求的PCB往往尺寸有限，器件繁多，于是在經過種種考慮后，PCB工程師“不得不”把晶振放置在了I/O接口處。無論在其他地方化了多少心思去考慮EMC，一個不合理布局的晶振會很輕易將你的努力毀于一旦。
在PCB設計時首先要考慮輻射源的排放位置，盡量遠離拉手條和電源輸入端口。對于晶振，在PCB上的影射區域一定要鋪銅處理，其輸出端引線不允許走PCB的表層，應走在內層（如能再做包地走線處理則更為理想）。另外，PCB層劃分和分層也是影響輻射發射指標的一個關鍵因素，應該結合單板的具體情況統籌考慮處理。
經典案例描述
M產品進行EMC摸底測試，發現在50MHz、75MHz頻點嚴重超標，在100MHz、125MHz……等25MHz的倍頻點的幅值也很大，接近CLASS A級限值線。
由幅值較高的頻點均為25MHz倍頻的實驗現象，懷疑設備內部存在25MHz晶振并且對該晶振的處理不當。經查，發現有兩種接口板上有25MHz晶振。近場探測證實正是這兩塊板附近25MHz的倍頻點發射較大。檢查單板的PCB，發現PCB及對晶振的處理主要存在以下缺陷：
1、晶振距離拉手條過近；
2、晶振輸出端引線在PCB的表層上走了很遠一段距離；
3、晶振在PCB上的影射區域沒有完整的鋪銅；
4、晶振距離電源輸入端口距離過近；
5、PCB分層不合理，其中一塊6層板只有一層是作了很多分割的地層。
這些因素為晶振上的騷擾提供了傳播途徑，騷擾可以通過臨近的走線和電源線耦合到其他單板和電纜，同時還可以通過空間直接耦合到機盒外，引起輻射發射超標。
在晶振的外殼上用銅箔進行局部屏蔽和接地處理后重新測試，100MHz～300MHz之間的25MHz的諧波基本消除，50MHz和75MHZ頻點的幅值也大幅下降了近10dB，可以達到指標的要求，測試通過。
1.2關鍵信號線未布內層
關鍵信號線特別是時鐘線要走內層也是PCB布線的一個基本常識。但是哪些線屬于關鍵信號線呢？人們往往十分注意從晶體、晶振、時鐘驅動器里面出來的時鐘線，卻往往忽視了另一類具有周期性質的走線——譬如特定的地址線。
對于周期性信號線不僅僅自身要避免在表層過多走線，而且對于在內部與之并行臨近的走線也要考慮是否允許通過過孔走出內層。
經典案例描述
某產品在ＲＥ測試時候，在37.5M處存在較大的輻射，測試曲線如下：
因為37.5M是12.5M的3倍頻，我們懷疑與板上25M晶振有關，于是將輸出端33ohm電阻斷開，結果37.5M輻射沒了，附近頻段也很干凈。這說明37.5M頻點確實和25M時鐘有關。
經過分析，我們發現37M時鐘流向圖是
FPGA出來的A0、A1、A2、A3、A4地址線，在無業務狀態下，根據協議要求 A3/A4將產生規則的01010101.。。.。。交替信號， 由25M時鐘上升沿觸發， 其頻率是12.5MHz。 37.5MHZ正是其3次諧波。而協議要求A0 A1 A2電平每變化一次要加入1F，其信號不是周期性變化的方波。 由于我們一般認為地址線的干擾較小，不會產生周期性干擾，所以在PCB布局布線時沒有注意，走在表面層，并且走線很長，到達背板后延伸至其他單板。實際這兩位地址線中的信號卻是周期性的矩形波，與時鐘信號波形完全相同。較長的走線，周期性變化的信號，加上表面走線導致這一段線路的輻射超標。測試時候我們切斷A3 A4兩根地址線的始端匹配電阻，37.5M干擾消失，證明了我們的判斷是正確的。
在后來的改板中糾正了設計缺陷后，37.5M干擾不再出現。
電源地平面分割不合理
在測試的時候，電源地的分割問題也是最容易出問題的地方之一。電源地平面地分割問題是PCB EMC設計中存在地老問題，不同的工程師有不同的看法，甚至到現在也沒有達成統一。目前存在兩種意見：
觀點一： 隔離信號地系統
單板的GND是個獨立的系統，不和PGND發生聯系，與設備內部形成閉環系統，只通過DC/DC與外部相連。板上地PGND是結構在背板、單板上的延伸，用于屏蔽、防護器件的能量泄放、防靜電。BGND是-48的回流線，出于安全考慮，BGND要和結構外殼連接，單點連接即可，通常在電源單元進設備的入口處，或者設備的供電柜上作BGND和PGND短接。
GND作為數字信號的回流地，主要是同低壓電源發生能量傳遞關系，其絕對電位并不會影響工作狀態，重要的是與電源之間產生穩定的電位差給器件工作。因而出于擔心GND上面存在干擾電平或者絕對電位與機殼不一致而將其連接起來的做法理由并不充分。業內現階段流行GND與機架連接的目的是遏制GND上的高頻噪聲。
GND和相應的電源作為一個隔離的系統，不會產生靜電積累問題。靜電積累是有前提條件，首先要有物質之間的相互摩擦；其次這種摩擦能夠導致大量的電荷轉移；第三，能夠引起靜電積累材料的往往都是絕緣的非金屬，因為這些物質自身不能同空氣發生緩慢的放電過程，金屬和其它導電物質具備向空氣緩慢放電地特質，因此它們不易產生靜電積累。只要將GND完全隔離，避免使其和外界發生摩擦，就沒有必要給GND接電阻到結構以泄放靜電電荷。
觀點二：統一信號地系統
產品的GND和結構主體徹底合并成同一個網絡，PGND代表結構和結構在背（單）板上的衍生網絡，PGND在電氣網絡上就是GND。這個方案的關鍵是如何“統一”！ GND和結構之間連接關系只有“多點接地”才是滿足EMC要求的。因此每塊單板需要搭配金屬大平板，螺釘連接以保證良好接地，并且接地點之間間距滿足二十分之一波長規則。
當GND作為信號回流通道時它就是GND，當作為靜電泄放、屏蔽等用途時又是PGND。這種“一地兩用”地理論基礎是高頻電路與電磁場和電磁波理論。對任何信號而言，信號回流走最低阻抗通道，不是物理上的最小路徑。到了高頻下，趨膚效應顯著，即使一塊金屬板，正面和反面對高頻都是兩個通道。最低阻抗地原則和趨膚效應保證了即使GND接到結構上，高速信號地回流也不會到處都是，它始終在信號線的下方，與信號線互為耦合，環路電感達到最小。這種做法是隨著電子產品信號頻率不斷升高，電磁兼容要求日益嚴酷的背景下應運而生的。實現這個規劃的難度在于這個方案考慮了高頻但是對低頻干擾存在風險，由于結構與GND在事實上連在一起，因此，結構必須良好接大地。否則不但不能泄放干擾，相反還會引導干擾損壞器件。實現該方案的第二個難度在于“接地”。單板的GND如果通過單點和結構相連，這不是EMC的“接地”，這樣做的后果是：高頻干擾依然沒有遏制，卻給了低頻干擾一個通道長驅直入。EMC接地必須多點把GND連接到結構，其次接地點之間地間距滿足設備最高的主要工作頻率波長的二十分之一。第三，不能完全指望螺釘接地，單板必須是金屬化孔亮銅直接與結構平面“面－面”接觸，并且壓緊，螺釘可以用尼龍的，因為螺釘不是接地用的，螺釘達不到高頻接地要求。落實這幾條措施才是達到“GND接地”地目的，否則只是形式上的接地，事實上的“不良接地”。
這個方案的優點是GND上的干擾通過結構低阻抗通道泄放到大地，減小空間輻射幅度，有利于EMC。不足是增加接地系統的復雜性，并且結構成本有增加。
BGND是-48的回流線，同樣原因，BGND要和結構外殼連接，單點連接即可。這個方案的結果是DC/DC兩端的地通過結構短接在一起。用直流的眼光看，BGND、PGND、GND是等電位。為了達到DC/DC輸入輸出兩端交流隔離的目的，一般要求BGND僅僅單點連接結構，并且只在設備電源入口。
對于采用－48V的單板，其－48V電源和地平面（走線）應當注意，在單板上，電源部分必須單獨劃分出去，要充分考慮不要和單板上面信號部分產生干擾。因為數字干擾很容易通過電源線輻射出去。
經典案例—— －48V電源地受信號地耦合造成干擾
某基帶框在RE測試時發現在頻點32.76MHZ處輻射較高，準峰值為53.8dB超過CLASS A限值近4dB，結果如下圖所示：
在定位過程中發現，主控板不插在槽位的時候輻射就消失，只要主控板一插上無論其它單板如何配置，該點得輻射均存在。過程中還發現在電源線上串上磁環，該點的輻射也消失。
為了確定輻射源的耦合途徑，首先對背板和主控板的PCB進行了詳細的審查，發現
1、cellbus時鐘走線是采用兩端匹配的方式，通過上拉電阻匹配到VTT層，原理圖如下：
2、VTT和-48V、-48V_GND的電源平面有大面積的重合。
如果VTT濾波電容選擇不合理，可能會把干擾傳入VTT層，而VTT層與－48V電源層在主控板上有大面積的重合，－48V電源層很有可能被耦合到干擾。
最后經過定位確認正是VTT電源層受到CELLBUS的影響后，對－48V電源層耦合，然后通過電源線對外輻射造成超標。
其它輻射超標的原因
輻射發射測試通不過的時候，很多測試人員喜歡從PCB上分析超標的原因。除了PCB布局、布線外，PCB上的一些電路設計對于輻射發射也會起到決定性的作用。
1 這種電路首推時鐘線匹配電路。時鐘信號的上升沿是決定對外輻射的一個重要因素，而匹配電路直接能夠決定時鐘的信號質量。譬如對于始端匹配的時鐘電路，始端串連的電阻選擇不當或者較小可能會造成時鐘線上干擾較大。
2 去耦電路。電源管腳上面的去耦電路也是影響RE的一個重要因素。
3 其它不合理的電路。
經典案例—— PGND－GND跨接電容造成輻射超標
數通某產品在RE測試時，165MHz不滿足Class A裕量要求，測試結果如下：
查看單板布局，發現地分割處布局如下圖：
由于單板的總線頻率為33MHz，165MHz恰為33MHz的5倍頻，分析干擾可能是從GND耦合到PGND，通過網線驅動，從而導致輻射超標。從上圖可以看到跨接電容不是兩個管腳直接跨接在PGND和GND之間，而是從GND引線到PGND，然后再接跨接電容，因此懷疑是這段走線將干擾耦合到了PGND，使跨接電容沒有起到作用。將該走線刮斷，重新測試，測試結果如下：
165Mhz頻點基本消失，為了確認電容跨接在地分割上，是否和割斷有同樣的效果，把電容跨接在地分割上重新測試，發現結果是仍然超標。
這個案例說明，GND和PGND之間的電容連接有時候會導致GND上面的干擾耦合到PGND上面去，在PGND上面造成干擾，然后通過電纜輻射出去，導致輻射超標。
產品認證工程師通過多年的行業工作積累，總結出一系列關于產品輻射超標原因的分析案例。此為系列（四）電源端口與輻射發射之間的關系。電源引起的輻射超標所指的是系統內部通過各種途徑耦合到電源線上的干擾，通過電源線傳導出設備，然后再通過電源線輻射出去現象。
干擾源向周圍空間的輻射發射可根據天線與電波傳播理論來計算，構成空間輻射的條件一是要有共模驅動源，二是要有共模天線。任何兩個金屬體之間只要存在RF電位差，就構成一副不對稱振子天線。系統內的噪聲是共模驅動源，拉出機柜的電源線可看成天線的一極，電源線上的共模輻射可以近似等效成單極子天線的輻射。模型如下所示：
單極子天線在自由空間的輻射遠場分布公式近似如下：
上式的適用條件是忽略了天線上的電流分布，適用于 ，把導線當短線處理的情況。這個公式可用來估算RE電源線和信號線的輻射強度。因為一般線纜輻射為寬帶輻射，頻段一般在200MHz，尤其對電源線而言，輻射主要集中在幾十MHz左右。以50MHz為例，對應波長為6m，一般的電源線長度均在2m以內，基本上可以當作短線處理。
用電流探頭卡在設備的電源線或者信號線束上，測出線束上的電流，取平均值帶入上式，即可估算出遠場區的場強分布。
由于電源問題導致的RE測試超標的問題很多，總結歸納一下，由于電源問題導致RE超標的具體形式有：
1、濾波器的安裝問題。濾波器在安裝一定要確保濾波器殼體良好接地。因為我們所要慮掉的干擾主要是縱向干擾，也就是對地地干擾。如果濾波器不能良好接地，就不能對縱向模干擾進行濾波。其次，濾波器的安裝位置。濾波器作為一種抑制傳導干擾的器件，還應該和機殼（屏蔽體）配合使用。干擾信號的輸入端一定要在屏蔽體內部，在可能的條件下，輸出端應接到屏蔽體的外部。這樣來自機殼內部的干擾既不會通過電源線傳導出去，又不能通過空間輻射出去。
屏蔽體上電源線濾波器的安裝方法
2、這是我們最容易犯的一種錯誤，就是經過濾波后的電纜，同其他帶有干擾的電纜捆扎或者并行走線。由于線纜之間存在很大的分布電容，干擾很容易從其它電纜耦合到“干凈的”電源線上，通過電源線對外輻射。
3、電源模塊干擾過大，或者單板電源電路設計存在缺陷。無論是外購電源還是自己設計的電源，如果自身設計存在缺陷，干擾過大，無論系統濾波器是否滿足要求，都有可能導致對外有強烈輻射。電源部分濾波電路設計的常見問題有電源環路問題，濾波電路器件選擇有誤，濾波電路的形式，濾波電路位置和布局（容易產生前后級耦合），濾波電路的接地問題等。
在測試過程中，測試人員對單板的電源端口所能采取的定位措施最多的是修改濾波電路的差?；蛘吖材ｋ娙葜狄约案鼡Q共模電感的大小。一般說來，差模和共模濾波電容的容值越大越好，但是容值過大，又存在上電沖擊和打火以及漏電流過大的問題；濾波電感的值也是越大越好，但又要受到通流量和體積的限制。
電纜導致RE超標原因分析
華強認證網產品認證工程師通過多年的行業工作積累，總結出一系列關于產品輻射超標原因的分析案例。此為系列（五）電纜導致RE超標原因分析。輻射發射測試定位過程中有這樣一條經驗：在首次測試不能通過后，拔掉所有的電纜繼續測試，如果在不帶電纜的條件下，干擾有很大下降的話，測試人員就需要從電纜入手分析輻射超標的原因。
電纜輻射的原因
電纜的輻射起決定作用的是共模輻射。一個典型的電纜可以看作是單極驅動的天線，其輻射場可以通過簡單模型計算出來：
1） 電纜長度l超過1/4工作波長時候【即：l（m）≥75/f（MHz）】，且
2） 電纜距離地面的高度超過約0.1工作波長，【即h（m）≥30/f（MHz）】
那么這時候，可以通過下面公式計算：
式中，Icm為共模電流（mA），D為到接受天線的距離（m）。
共模干擾的來源可以分為兩部分。一是電纜上的差模信號轉換過來的信號，二是系統內共模干擾源直接耦合到電纜上的共模信號。在測試中關于電纜問題出現最多的原因包括：
1、電纜連接器與機殼搭接不良。
連接器作為一種透穿設備殼體的器件，如果和機殼搭接不良，就會把系統內部的干擾從機殼內部帶出來，通過電纜輻射出去。由于趨服效應，PCB上的干擾源在機殼內表面上感應出象波濤一樣強烈的噪聲干擾電流/電壓，只要機殼上面的縫隙不大于波長的1/20， 我們認為這些干擾只存在機殼的內表面上。如下圖所示，如果連接器和機殼搭接不良，在連接器的表面和機殼的內表面之間必定存在著較大的分布電容（因為距離很?。?，機殼內表面上的干擾很容易耦合到連接器上，通過連接器傳導出機殼，在電纜上造成對外輻射。
很多設計工程師認為，在連接器設計的時候，連接器的外殼已經通過接地管腳很好的接到PCB上的大地了，所以連接器不必再和機殼相連。其實，屏蔽連接器與機殼相連的主要目的并不僅僅是簡單的金屬搭接，而是為了使得機箱組成一個連續的屏蔽體?？梢哉f屏蔽電纜的屏蔽層是屏蔽機殼的外延。
內部干擾通過連接器傳出殼體示意圖
當連接器與機殼的內表面搭接良好的時候，連接器與機殼組成了一個連續的屏蔽體，可以認為機殼上的干擾只存在屏蔽體的內表面上，傳出機殼的連接器上不存在干擾，就不會造成線纜輻射。
連接器搭接良好內部干擾示意圖
2、線纜插頭外殼與電纜屏蔽層搭接不良。
因為這種原因導致輻射發射超標，需要將電纜插頭剝開，加以確認。電纜屏蔽層必須和接頭外殼進行360度搭接，而常見的錯誤搭接情況是，或者電纜設計者沒有搭接的意識，要么僅僅部分搭接。必須承認的是，尤其是對于DB接頭，搭接確實存在一定的技術問題。目前我們靠的是用銅箔膠帶纏繞加焊接的方式進行搭接，很容易出現搭接不良的現象。不良的搭接意味著在接頭屏蔽殼和電纜屏蔽層組成的屏蔽體上開了一個洞，使得本來存在于導體內表面的干擾泄漏到外表面，造成對外輻射。
3、對屏蔽層應該雙端接地的電纜的不正確處理。
這種電纜包括多芯E1線，用戶線等。測試時候要保證遠端的接頭處屏蔽層良好接地，并且將遠端的接頭放置于暗室轉臺的下方，防止內部芯線上的干擾對外輻射。因為無論屏蔽電纜多長，內部的芯線總要從屏蔽層里面伸出來，這時候屏蔽層就有了缺口，內部的干擾就會從這個缺口泄漏出來對外輻射。
理論上講，低于100KHz～1MHz的信號，為了避免地環路干擾，屏蔽線采用單端接地；而更高頻率的信號，當線纜鋪設長度可以和信號波長相比擬時，為了避免駐波效應，對屏蔽線采取多點接地方式。對于一根寬帶信號電纜，如果既傳送低頻信號又傳送高頻信號，那么為了兼顧不同頻率的接地方式，就要采用混和接地。其實，對于低頻信號其本身對外的輻射就比較低，甚至可以不用采用屏蔽電纜。采用屏蔽電纜的目的就是為了遏制高頻的對外干擾，應該采用多點接地。要注意采用多點接地會帶來地環路問題，盡管在實驗室環境中這個問題并不一定能夠顯現出來。
4、信號電纜的鋪設。
存在較大干擾電流的電纜，如果不具備對外輻射的條件（譬如線纜長度較短等），其本身不會造成對外輻射干擾，但是如果這種電纜和其他電纜之間存在耦合，就可能把這些干擾耦合到具有對外輻射條件的電纜上去，造成干擾。所以， 對于一些速率較高干擾大的電纜，譬如E1電纜，XDSL電纜，E3電纜、155M電纜、時鐘電纜等，在機柜內敷設時可以緊靠機柜殼體走線，通過電纜和機殼之間的分布電容，為高頻干擾提供一個低阻抗接口通路。同時要單獨走線，注意保持與其他電纜的距離。
對電纜進行有條例的鋪設，不僅可以使人看上去美觀，整潔，而且對減少電纜間的耦合也有好處，應該是每一個測試人員應該養成的習慣。
5、金屬體不作搭接穿過屏蔽機殼。
任何穿越金屬屏蔽體的金屬都有可能把內部的干擾帶出。屏蔽電纜與機柜不作任何搭接直接引出機柜也是測試中產品測試人員經常忽視的一個問題，應當在出口處用連接機殼的金屬網包扎住，或者用帶有金屬絲網襯墊的卡線槽卡住電纜的屏蔽體。
6、其他計存缺陷。
電纜設計如果存在缺陷，譬如屏蔽層編制密度低，平衡度差；或者電路上信號驅動較大，信號質量存在問題，濾波器件不滿足要求等也會導致電纜輻射超標。
典型案例分析
1、機柜接地線帶來的輻射。
B產品進行輻射發射測試時，在不帶業務線只帶DC電源線和地線條件下發現30M～300MHz低頻段內干擾很大，超出B級限值約20dBuV/m。
經查，B產品在的BGND和PGND在機內匯接，通過較長的導線AG與機柜屏蔽體相連接，參見下圖所示。
因為AG線較長，上面存在比較大的高頻阻抗，可有效感應到機內各種干擾信號。機柜殼體與接地點A存在高頻電壓VAG，接地線AG形成發射天線，造成整機輻射發射嚴重超標。
將接地線改為在機外，PGND與機柜直接短接，使AG近似為0，即VAG＝0，從而消除接地線與機柜殼體的天線效應。改進后，重新測試，從下圖可看出，低端輻射大幅度下降，整機輻射發射在Class B限制線下且有6dB余量。
這個案例告訴我們：屏蔽體內部的地線一定要短，保證內部干擾不耦合到接地線上。對于屏蔽機柜，接地點要選擇在機柜的外表面，對于非屏蔽機柜，接地點盡量選擇在機柜外表面，如果一定要選擇內表面，內部走線一定要短。
2、電纜連接器搭接不良導致輻射超標。
某產品輻射發射測試超標，經過定位，當設備引出E1線后，輻射發射測試結果就超標。問題確認為E1端口問題。
將E1電纜與接口連接器拆開后發現：E1電纜屏蔽編織層只通過幾條金屬絲焊接到DB68連接器金屬外殼上。在高頻情況下，幾條金屬絲上面必定存在著較大的交流阻抗，也就是說電纜的屏蔽層和設備的屏蔽機殼之間不能形成電氣連續的屏蔽體。機箱內表面的干擾可以從線纜屏蔽層和機箱之間形成的縫隙中泄漏出來，耦合到電纜屏蔽層上，形成對外輻射。
將E1電纜屏蔽層與DB68連接器金屬殼用銅箔包好，并在銅箔與屏蔽層、銅箔與銅箔交接處進行焊接，使銅泊與連接器良好搭接。處理后，測試結果完全能達到限值要求，并且還滿足余量。
處理后的E1電纜連接器和屏蔽層形成一個整體
工商網監
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