UHF ASK接收器的數據切片技術

幅度移鍵控 （ASK） 和開關鍵控 （OOK） 接收器用于間歇性低數據速率應用，如 RKE、家庭安全、車庫門開啟器和遙控器。從遠程發射器傳輸到ASK或OOK接收器的數據在數據切片器中重建。因此，數據切片器是 ASK 和 FSK 接收器的組成部分，根據 FCC 第 260.470 部分的規則，這些接收器在 15MHz 至 231MHz 短程 UHF 頻段工作。本應用筆記解釋了Maxim的UHF接收器（包括MAX1470、MAX1473和MAX1471）以及MAX7030和MAX7032等收發器的數據切片器的工作原理。

介紹

在最簡單的形式中，數據切片器是一個模擬比較器，用于將解調的ASK信號與閾值進行比較。如果解調信號電壓超過閾值，比較器輸出將變為高電平，通常為電源電壓。如果解調信號低于閾值，則比較器輸出變為低電平，通常為零伏或地。

本應用筆記回顧了數據切片的兩個方面：形成比較器閾值，以及防止比較器輸出在沒有信號時“抖動”。后一種操作通常稱為“靜噪”，可以通過在數據比較器的任一引腳上引入簡單的電壓偏移來完成。該失調可以直接來自電源或使用遲滯，遲滯是從數據切片器比較器反饋部分輸出電壓的過程。

我們將展示三種不同的閾值形成方法，以及三種引入靜噪的不同方法，所有這些都可以通過添加一些外部電阻和/或電容器來完成。

解調ASK信號

Maxim ASK接收器使用解調器，該解調器是精心設計的限幅IF放大器。該放大器產生的電壓與輸入IF信號功率的對數成比例。當不存在信號時，放大器形成的電壓由靜態直流值和小時變噪聲電壓組成。圖1顯示了解調器輸出響應ASK調制信號的波形。波形將在靜態電壓V之間來回切換0，當信號被鍵關閉時，并且信號電壓，Vs，當信號按鍵打開時。在MAX1473中，V0典型值約為 1.2V 和 Vs靈敏度范圍約為40mV，信號電平為非常高時約為1V。

圖1.ASK解調器輸出。

數據切片器框圖

圖2所示為MAX1473 ASK接收器的框圖。本應用筆記重點介紹構成數據切片器的三個運算放大器和圖右下角的七個引腳。圖3中重新繪制了相同的功能塊，以更清楚地說明每個電路的功能。圖中電阻和電容的參考指示符與MAX1473評估板原理圖中的參考指示符相同。運算放大器U1及其組件構成Sallen-Key數據濾波器，用于平滑ASK解調器檢測到的幅度輸出。運算放大器U2及其元件構成數據切片器比較器，而峰值檢測運算放大器U3及其元件構成峰值檢測器輸出?，F在，我們可以專注于該電路的各個部分，以了解數據切片操作中的各種選項。

圖2.MAX1473 ASK接收器框圖

圖3.MAX1473中的數據切片器模塊框圖，包括外部元件

基本數據切片電路

圖4所示為最簡單的數據切片電路。數據濾波器DFO的輸出進入數據切片器比較器DSP的正引腳，并通過簡單的RC低通濾波器在DSN處形成切片閾值電壓。當檢測到并濾波的ASK信號DFO通過R1和C4形成的低通濾波器并建立時，DSN引腳的直流值介于該信號的最大和最小電壓之間。圖5顯示了使用電壓V的DSP和DSN上的波形0和 Vs從圖 1 。請注意，DSN處的穩態電壓為V0+ Vs/2.當接收到的數據流在數據包或幀的開頭（以前導碼或同步模式的形式）具有足夠的額外位時，該電路可以承受損失，而R1-C4電路充電到正確的切片閾值時，該電路可以承受損失。當需要檢測序列的前一位時，DSN處形成閾值電壓的電路需要快速達到該電壓。這就是峰值檢測器可以提供幫助的地方。

圖5.DSN和DSP信號，用于基本數據切片閾值的形成。

具有快速閾值形成功能的數據切片器

在ASK接收器中增加來自峰值檢測器的電壓可以加速數據切片閾值DSN的形成。圖6中的電路說明了數據濾波器和峰值檢波器對DSN的貢獻如何結合起來產生快速響應的閾值電壓。通過將DFO和PDOUT視為兩個獨立的電壓源，我們可以使用疊加技術（單獨找到每個源的響應，然后添加響應）來確定DSN的電壓。峰值檢波器的貢獻是通過C13和C4形成的電容分壓器的瞬時電壓跳躍。該電壓跳變衰減到由R1和R2形成的電阻分壓器確定的穩態值。R1-C4低通濾波器的貢獻與基波數據切片器電路緩慢上升的閾值相同。通過仔細選擇兩個R和兩個C值，這兩個貢獻可以相互補充，并在DSN處形成閾值電壓，理想情況下，該閾值電壓立即跳到正確的閾值并保持在那里。

圖6.用于快速閾值形成的電路和波形。

圖7顯示了兩組不同電阻和電容的兩個DSN波形。在DSN處產生最接近瞬時跳躍的閾值電壓的組件組合遵循以下準則：

圖7.使用峰值檢測器的組合DSN電壓與時間的關系。

我們可以通過一個具體的例子來說明 R 和 C 的選擇。對于4kbps NRZ的ASK數據速率，R1-C4低通濾波器的時間常數應約為5位間隔，即5 x 0.25ms或1.25ms。R1 和 C4 的一個不錯的選擇是：

R1 = 25 kΩ 和 C4 = 0.047 μF

我們選擇 C13 等于 C4，并使 R2 比 R1 大得多（因子 10 是好的）：

R2 = 250 kΩ 和 C13 = 0.047 μF

此選項將導致閾值電壓DSN從V跳升0到 V0+ Vs/2，然后穩定為 V0+0.55Vs.

請注意，這種建立快速切片閾值的方法會在閾值中創建一個小錯誤。此外，與閾值電壓從初始值到最終值的變化相關的時間常數（這是一個非常小的變化）由以下乘積給出：

時間常數 = （R1 ||R2 x （C4 + C13））

這大約是R1-C4平滑電路時間常數的兩倍。我們可以通過減小每個電容器值來糾正這種變化，但這不是必需的。由于閾值在初始跳躍后變化很小，因此時間常數并不像缺乏峰值檢測器貢獻的電路中那樣重要。

帶雙峰檢測器的數據切片器

將單峰值檢測器與R-C平滑電路結合使用以形成切片閾值有一個小缺點：最終閾值與其理想值略有不同，理想值介于來自數據濾波器的最大和最小電壓之間。

使用最大和最小峰值檢測器是改善切片閾值快速建立的一種方法。MAX1471 ASK/FSK接收器、MAX7042 FSK接收器和MAX7030/MAX7031/MAX7032收發器具有最大和最小峰值檢波器，因此無需單路R-C平滑電路。 圖8顯示了這些峰值檢測器，每個檢波器都有一個外部電阻和電容。每個電容保持峰值電壓，每個電阻器為相關電容提供放電路徑。這種設計允許峰值檢波器動態跟蹤數據濾波器輸出電壓的任何峰值變化。最大和最小峰值檢波器可以一起使用，在數據流的最大和最小電壓電平之間的一個值處形成一個數據切片器閾值電壓。這些R-C對的RC時間常數應設置為位間隔的五倍左右，就像本應用筆記前面描述的簡單閾值平滑電路一樣。

圖8.具有最大和最小峰值檢測器的數據切片器電路。

如果某些因素導致基帶信號幅度發生顯著變化，例如AGC增益開關或上電瞬變，峰值檢波器可能會“捕獲”錯誤電平。如果檢測到假峰，則切片水平不正確。由于RC時間常數的長度為幾位，因此峰值檢波器可能無法快速恢復。然而，帶有雙峰檢波器的Maxim接收器都至少有一個用于復位峰值檢波器輸出的配置：接收器暫時允許峰值檢波器跟蹤信號。在MAX7042 FSK接收器中，峰值檢波器通過暫時將ENABLE引腳拉低，然后將其返回到邏輯高電平設置來復位。MAX7030和MAX7031收發器以相同的方式復位峰值檢波器，但只要AGC功能改變狀態或T/R開關進入接收狀態，也會復位峰值檢波器。MAX1471 ASK/FSK接收器和MAX7032 ASK/FSK收發器通過串行端口復位峰值檢波器，并在接收機進入休眠模式時自動復位峰值檢波器。

向數據切片器添加基本靜噪

在沒有ASK信號的情況下，ASK檢波器輸出由具有時變噪聲電壓的直流電壓組成，其峰峰值約為20mV。當數據切片器比較器在DSN閾值電壓上來回擺動時，該噪聲電壓就會出現，導致比較器的輸出“顫振”，即在電源電壓和地之間快速隨機地來回跳動。這種行為通常會不必要地喚醒微處理器，有時會給電源線增加噪聲。阻止這種顫振的一種方法是使用簡單的靜噪電路，該電路在數據切片器的正（DSP）或負（DSN）引腳上增加一個小的直流偏移。

圖9顯示了使用電源作為直流偏移源的簡單靜噪電路。通常，您只需要一個大電阻，該電阻值是數據濾波器輸出DFO和比較器任一輸入引腳之間的電阻值的50至100倍。在圖9的第一個電路中，小失調被添加到DSP中。如果失調約為30mV，則會發生兩件事。首先，在沒有信號的情況下，DSP直流電壓上的噪聲永遠不會使DSP電壓低于DSN的閾值水平;其次，DATAOUT引腳將保持高電平，即VDD.在圖9的第二個電路中，偏移量被添加到DSN中?，F在，DSP上直流電壓上的噪聲永遠不會使DSP電壓超過DSN增加的閾值，并且DATAOUT引腳將保持低電平，即GND。靜噪電路會略微降低靈敏度（當仔細選擇電阻分壓器時，靈敏度約為1dB至2dB），當存在解調信號時，在DATAOUT處產生稍寬的正數據脈沖和稍窄的負數據脈沖。

圖9.兩個使用電源電壓的簡單靜噪電路。

雙峰檢波器的靜噪

使用上圖8中的雙峰檢測器可以形成另一個簡單的靜噪電路。使兩個電阻略微不相等會使閾值高于或低于兩個峰值電壓的中點，具體取決于哪個電阻更大。如果將門限設置為略高于中點30mV至50mV，則當沒有信號存在時，DATAOUT引腳將保持低電平。類似地，如果閾值設置略低于中點，則當沒有信號時，DATAOUT引腳將保持高電平。

向數據切片器添加電阻遲滯

您還可以使用一個大電阻將數據切片器的DATAOUT引腳連接到DSP引腳。圖10顯示了電阻遲滯的等效電路。這種方法與連接V的效果幾乎相同DD通過電阻器連接到 DSP 引腳。這里唯一的區別是，當存在解調信號時，DSP處的小偏移僅在解調數據的正擺幅期間存在。因此，在 DATAOUT 處，正數據脈沖寬度的增加略小，因為正數據脈沖的前緣不會因偏移的存在而提前。

圖 10.用于靜噪功能的電阻遲滯電路。

向數據切片器添加容性遲滯

電容遲滯在DATAOUT信號的過度抖動和靜噪或電阻遲滯引起的靈敏度降低之間提供了折衷方案。容性遲滯電路如圖11所示。

與阻性遲滯一樣，DATAOUT信號的一小部分被反饋回DSP引腳，這次通過電容分壓器C7-C9。C10的典型電容值為7pf，C1000的典型電容值為9pf。添加到DSP的失調不同，因為它是一個瞬態失調，衰減的時間常數由下式給出：

R8 x （C9 + C7）

根據時間常數的長度，失調使DSP上的噪聲不會低于切片閾值，直到失調衰減。這有效地增加了 DATAOUT 引腳保持高電平的時間，從而降低了 DATAOUT 顫振的頻率。雖然電容遲滯不能完全消除顫振，但它減少了轉換次數。

請注意，C9的存在會在解調的ASK信號路徑中產生另一個R8的低通濾波器。與此濾波器時間常數相關的極點應大于Sallen-Key數據濾波器的帶寬，以免濾波信號太慢。

圖 11.電容遲滯電路和波形。

審核編輯：郭婷