測量線性穩壓器上的2nV/√Hz噪聲和120dB電源抑制

Todd Owen和Amit Patel

安靜、穩壓良好的電源對于許多電路應用的最佳性能非常重要。壓控振蕩器 （VCO） 和精密壓控晶體振蕩器 （VCXO） 可以非?？焖俚仨憫潆娫吹奈⑿∽兓?。鎖相環（PLL）需要穩定的電源，因為電源上的信號直接轉換為輸出中的相位噪聲。RF放大器需要安靜的電源，因為它們幾乎沒有能力抑制電源變化，穩壓器變化將顯示為不需要的邊帶并降低信噪比。低噪聲放大器和模數轉換器（ADC）沒有無限的電源抑制，穩壓器輸出越干凈，其性能就越高。這些只是需要線性穩壓器提供安靜電源軌的少數應用，但如何確保穩壓器的性能如宣傳的那樣？

完全構建后，可以確定所使用的電源是否具有足夠低的噪聲，適合應用。測量振蕩器相位噪聲，并將其與使用已知良好的電源獲得的結果進行比較，檢查ADC以確保它們獲得最大位數。這些是棘手且耗時的測量，最好確保噪聲水平足夠低以滿足您的需求，而無需進行昂貴的試驗。

除了噪聲之外，還必須考慮線性穩壓器的電源抑制能力。線性穩壓器的抑制不良會導致開關穩壓器殘留物或其他不需要的信號通過，從而破壞為確保清潔電源所做的艱苦工作。如果電源抑制不良導致足夠的信號通過淹沒噪聲水平，則來自穩壓器的極低噪聲毫無價值。

測量輸出電壓噪聲

保持安靜并不是什么新鮮事

噪音的主題以前已經提出過。凌力爾特公司應用筆記 83，“低噪聲、低壓差穩壓器的性能驗證”，于 2000 年 4 月發布，詳細介紹了一種測量低至 <>μV 穩壓器輸出電壓噪聲的方法有效值充滿信心。應用筆記中的放大器電路和濾波器在60Hz至10kHz帶寬內提供了100dB的增益。這是確定噪聲水平測量置信度的良好起點。LT3042 等新型線性穩壓器現已投入生產，輸出電壓噪聲水平低得多。

雖然在應用筆記83發布前后發布的穩壓器系列工作電壓約為20μV有效值10Hz 至 100kHz 頻段內的噪聲，LT3042 現在可提供低至 0.8μV 的噪聲水平有效值跨同一頻段?；仡檻霉P記83中的電路，可以得到折合到輸入端的0.5μV本底噪聲。有效值，當測量低至 1μV 的噪聲水平時，誤差小于 4%有效值.輸出噪聲電平為 0.8μV有效值，這種本底噪聲現在是不可接受的;穩壓器本身的噪聲水平僅略高于測量電路。這意味著近20%的誤差，使得測量電路成為一個過于重要的因素，無法自信地測量信號。

測量小于 1μV有效值噪音不是一件小事。從10Hz到100kHz測量頻段向后工作，這相當于3.16nV/√Hz的噪聲頻譜密度（假設是白噪聲）。這相當于625Ω電阻的約翰遜噪聲！在5%以內的這些電平測量噪聲要求儀器儀表具有1nV/√Hz的輸入參考噪聲;測量1%以內的輸入參考噪聲為450pV/√Hz。

進行什么測量？

我們現在對儀器所需的本底噪聲有了了解，但有一個問題是，什么頻率范圍是關鍵的，以及使用什么儀器來測量產生的噪聲。為了測量噪聲頻譜密度，穩壓器輸出可以簡單地通過低噪聲增益級饋送1然后送入頻譜分析儀，從測量中屏蔽不需要的頻率。如果需要峰峰值或RMS噪聲，則帶停止。

在低噪聲增益級上保證，以確保僅測量所需帶寬內的信號。常用的寬帶噪聲測量頻率范圍為10Hz至100kHz。這包括音頻頻段，并確保通過RF傳輸的基帶數據的最小邊帶。 鎖相環和高精度儀器中使用的低噪聲穩壓器需要更高的頻率測量（高達1MHz及以上），因此我們不應將自己限制在100kHz范圍內。理想情況下，帶阻是所需頻率的絕對磚墻濾波器，但電路設計的現實使我們無法實現這一目標。選擇高階巴特沃茲濾波器是為了在目標頻率范圍內保持最大的平坦度，以及它們提供更好的磚墻近似的能力。濾波器的階數由其等效噪聲帶寬（ENB）引入的誤差決定：二階低通巴特沃茲的ENB為1.11fH，誤差太高。四階濾波器將ENB降至1.026fH，誤差水平約為 1.3%。高階濾波器會增加不必要的復雜性和成本，同時實現最小的性能改進。四階濾波器誤差與折合到輸入端的噪聲引入的誤差耦合，表明在5%以內的測量要求放大器的折合到輸入端的噪聲目標為最大誤差不超過1%。

還必須考慮電路增益。如果增益過低，測量器件的噪聲將相加，并且損壞的測量值與放大器的輸入噪聲相同。同時，儀器可能不夠靈敏，無法提供可靠的結果。對于 RMS 噪聲測量，HP3400A RMS 電壓表的底部范圍為 1mV，因此 60dB 是絕對最小增益。根據目前市售（可從二級市場獲得）的頻譜分析儀的本底噪聲，決定80dB效果最好。

穩壓器測量注意事項

噪聲測量電路的框圖如圖1所示。初始直流阻塞之后是超低噪聲增益級，以將輸入放大 AV= 25。接下來是5Hz單階高通到另一個增益模塊，具有AV= 20。接下來是10Hz二階Sallen-Key濾波器和A處的最后一級增益V= 20，使凈增益達到10，000或80dB。接下來是三個可選輸出之一，具體取決于所需的高端頻率;提供1MHz限值、前面討論的100kHz帶阻，以及工作在所用增益級限值的寬帶輸出（–3dB頻率在3MHz處測量）。每個輸出后跟最后一個 5Hz 高通濾波器，以阻止任何殘余直流。

圖1.用于噪聲測試的濾波器和增益部分。巴特沃茲部分為頻率范圍提供適當的響應。

實際電路如圖2所示。此處，直流阻斷顯示為一個680μF電容，后跟一個499Ω電阻。所選的電容和電阻值是電路中的主要權衡之一。電阻的值必須足夠低，以便下一級的基極電流不會引起明顯的直流誤差。但是，如果選擇的值太低，濾波器中所需的電容就會變得非常大。低電阻值也可能使濾波器成為被測穩壓器頻率補償的一部分，從而改變測量結果。電流值形成一個0.5Hz高通濾波器。

圖2.圖 1 的實現。低噪聲晶體管差分對，級并聯以降低噪聲，同時提供增益。

第一增益級的架構至關重要。該級必須提供固定增益，同時以極低的折合輸入噪聲工作?；谝压实腏im Williams在AN124“用于低噪聲基準電壓源的775納伏噪聲測量”中所做的工作，選擇了驅動運算放大器輸入的差分晶體管對，以提供最佳帶寬，同時仍提供低噪聲。以大約80的增益工作差分對意味著晶體管的噪聲占主導地位，運算放大器噪聲不是重要因素。

超低噪聲放大器第一級由兩對并聯的 THAT300 晶體管組成 （以降低折合到輸入端的噪聲），然后由一個配置為提供 1818 級總增益的 LT25 組成。THAT300晶體管在單個SO-14封裝中提供四個器件，具有良好的匹配特性（典型值為500μV ?V是）和典型的800pV/√Hz噪聲。LT1818 被選用于高增益帶寬產品。

輸入對和放大器級并聯可在不犧牲增益的情況下提高本底噪聲。眾所周知，放大器電路在并聯時顯示電壓噪聲下降，N級使噪聲降低√N。晶體管對并聯可將有效噪聲降低回800pV/√Hz。然后，通過將四個全輸入級并聯在一起，進一步降低該噪聲，以實現2倍至400pV/√Hz的降噪。隨后增加的噪聲源極少，使我們能夠接近所需的450pV/√Hz，精度為1%。

在第一級之后，330μF電容和100Ω電阻為差分晶體管對和運算放大器固有的任何失調提供直流阻斷。它們還提供5Hz高通濾波器，有助于創建所需的低頻段阻。所有四個輸入級相加為第二級，增益為20。由于此時輸入已被放大，運算放大器噪聲也是一個很小的因素。

10Hz二階高通是一個簡單的單位增益Sallen-Key濾波器;該濾波器的Q值增加用于幫助偏移單個5Hz高通級的頻率響應，并為整個電路提供3Hz的10dB點。同樣，該級的直流阻斷可防止在前一級放大的任何失調受到額外增益的影響。未能在各個級之間阻斷直流電可能會導致放大器驅動到電源軌并使測量無效。每級增益都穿插了一個濾波器，以防止直流通過，同時提供低端帶阻。

最后一級是一個簡單的反相放大器，具有可調增益，用于補償元件值的變化。從這里，電路分成三個輸出級。最高帶寬直接來自跟隨器，避免了低通濾波，在全增益下為噪聲吞吐量提供最大3MHz帶寬。第二路輸出具有一個1MHz四階巴特沃茲低通濾波器，最終輸出具有一個100kHz四階巴特沃茲低通濾波器。所有三級均使用一個5Hz的最終隔直RC濾波器。

組件選擇很重要

為任何電路選擇合適的元件都很重要，但當涉及到超低噪聲測量時，它就變得更加重要。噪聲放大器中最關鍵的點是輸入級;一旦你超越了第一階段，許多困難就會消失。必須仔細考慮直接在輸入端用于直流阻斷的RC濾波器。

電阻器不是一個有很多爭論的地方;與薄膜電阻器相比，金屬膜電阻器用于確保低 1/f 噪聲。電容器是另一個必須審查的問題。在AN124中，使用昂貴的濕塞鉭在手工選擇低泄漏后提供低1/f噪聲。當工作頻率低至0.1Hz時，這些特性更為重要。由于寬帶噪聲具有10Hz低頻段阻斷，低成本電容器可提供可接受的性能。大型多層陶瓷電容器是一個糟糕的選擇，因為它們本質上是壓電的;任何機械振動都會向電路注入信號，該信號會迅速超過測量的噪聲水平。此外，電壓系數會導致轉折頻率根據穩壓器輸出電壓而變化，這是一個不希望的特性。鉭和鋁電解電容器成本不高，不顯示電壓系數或機械靈敏度?？紤]了更昂貴的電容器，如聚對苯二甲酸乙二醇酯薄膜，但可用性低、成本高和缺乏性能提升排除了它們。

即使有這些可能的選擇，電容器也確實表現出必須考慮的噪聲特性。大型多層陶瓷電容器具有低噪聲工作特性，但由于其機械振動靈敏度已被排除在外。鉭和鋁電解電容器顯示出更高的噪聲水平（參見Sikula等人在參考文獻中進一步閱讀）。最終選擇了標準鉭電容器，因為它們成本合理，偏置電壓特性良好，并且對物理振動缺乏響應。多個電容器并聯以獲得所需的額定電壓和凈電容，同時降低貢獻的噪聲。

出于類似的原因，第一級增益模塊和第二級增益模塊之間的阻塞/濾波也被選擇為鉭。盡管第一級的增益放大了噪聲，但發現陶瓷產生的壓電響應信號超出了所需水平。

幾乎所有電容器都適用于最終的輸出阻塞/濾波網絡，因此選擇陶瓷電容器。放大后的噪聲相對于電容器的壓電響應來說已經足夠大了，而沒有直流偏移意味著電容器接近其預期值。用于補償第一增益級的電容器以及巴特沃茲濾波器中使用的電容器是C0G、NPO或聚對苯二甲酸乙二醇酯，因為這些電介質幾乎沒有壓電效應或直流偏置偏移。

為電路本身供電是最后一個重要決定。選擇堿性電池供電，為所有階段提供最安靜的電源，并防止設備中可能的接地回路破壞測量。必須記住，這里使用的所有電路都不具有無限的電源抑制能力，電源上的任何噪聲都可能傳導到輸出端，并可能影響測量結果。在選擇從任何基于線路的電源供電之前，請仔細考慮這一點。

實際電路限制

放大器具有不容忽視的實際局限性。給定電路提供的80dB增益，輸入端的信號為100μVP-P將顯示為 1VP-P在輸出上。采用 ±4.5V 電源供電，要求輸出信號的幅度小于 ±3.5V。因此，輸入端的總幅度不能超過±350μV，或者無法保證信號保真度。預計高斯噪聲的最差情況波峰因數為10，僅為70μV有效值最大值可通過該電路測量。

從這里開始，確保鉭電容器正確偏置也很重要。對于輸入阻斷電容器，晶體管幾乎在地電位下工作，因此正輸出電壓穩壓器要求電容器的正極連接到穩壓器輸出。相反，當測量負輸出電壓時，電容器是反轉的。對于第一級和第二級之間的直流阻斷和濾波，電容器的負極應連接到第一級。晶體管的基極電流通過499Ω電阻將其基極拉得略微負，并且該略微負的電壓在第一級通過25的增益進一步放大，需要此方向。

校準、驗證和測量

電路構建完成后，需要驗證增益以及折合到輸入端的噪聲。校準增益，60dB衰減2用于將來自函數發生器的信號降低到避免放大器輸出逆電源軌運行的電平。帶 100mVP-P在從函數發生器到衰減器的1kHz中頻下，最終增益級的電位計被調節為1VP-P在輸出端。在10Hz至1MHz范圍內上下調整頻率可指示增益在所需帶寬范圍內是平坦的。

增益和頻率響應的驗證由網絡分析儀完成。參考信號通過60dB衰減器饋入放大器的輸入端。三個獨立的輸出作為測試點連接，并跨頻率進行掃描。圖3顯示了三個輸出中每個輸出的增益與頻率的函數關系，突出了出色的平坦度和適當的轉折頻率。

圖3.電路增益如圖1所示。濾波器響應顯示，在所需的轉折頻率下出現陡峭的滾降。

為了驗證折合到輸入端的噪聲，將放大器的輸入短路至地，并測量輸出端的噪聲。直接使用 RMS 電壓表或示波器進行測量;使用頻譜分析儀觀察噪聲頻譜密度。測量的寬帶輸出噪聲頻譜密度（如圖4所示）在1Hz時具有200/f的轉折噪聲，在5Hz至200MHz時具有1μV/√Hz的白噪聲特性。將其除以80dB增益表示折合到輸入端的噪聲為500pV/√Hz，略高于目標值。即使使用1/f元件，計算結果也為0.15μV有效值在 10Hz 至 100kHz 帶寬范圍內，足夠低，允許測量 1μV有效值在相同的帶寬上充滿信心。測量結果與示波器上測得的峰峰值噪聲密切相關，如圖5所示。

圖4.輸入短路時放大器的噪聲頻譜密度顯示1/f分量。除以80dB電路增益可產生折合到輸入端的噪聲。

圖5.輸入短路時的峰峰值放大器噪聲（100kHz范圍）與噪聲頻譜密度相關。

測量仍然不是一項簡單的任務

在設計和測試該電路的過程中出現了一些微妙的影響，展示了測量超低噪聲水平的難度。將輸入短路接地并將輸出連接到示波器，可以揭示RMS電壓表或頻譜分析儀無法看到的許多內容。當使用陶瓷電容器作為輸入濾波器和第二級濾波時，信號偏移很大，通過簡單的手指敲擊工作臺展示了它們的壓電特性。這就為改用固態鉭電容器提供了理由。

同樣明顯的是，測量的噪聲水平非常小，需要采取特別措施來確?？煽康慕Y果。將放大器板放在較舊的示波器前面，可以顯示一個常規的20kHz信號（可能是示波器內部的開關穩壓器），其幅度大于折合到輸入端的噪聲。將其放置在臺式萬用表附近會產生較大的 60Hz 信號。圖6顯示了放大器放置在有源示波器前方幾英寸處時的靈敏度。在這兩種情況下，將電路板移離設備或改變電路板的方向都會改變信號的幅度，關閉設備會消除信號。鉛筆末端的幾圈電線連接到函數發生器，作為不同頻率的小型天線運行。毫不奇怪，電路板的某些區域顯示了與臺式設備內部的電感器和變壓器磁耦合的電路回路。為了幫助減少環路，進行了一些布局改進，但很明顯需要外部屏蔽。

圖6.輸入短路且靠近示波器的信號突出顯示了對磁場的敏感性。

屏蔽盒結構

圖7和圖8顯示了用于容納噪聲放大器板的屏蔽盒的內部結構。放大器板與六個 D 電池堿性電池一起裝在一個由 0.050 英寸厚的 Mu 金屬制成的盒子內，以提供良好的低頻磁場屏蔽。然后將其放置在由 1 盎司銅包層制成的盒子內 2/2 英寸，選擇以提供對更高頻率的良好屏蔽。這些最后放置在鋼罐內 1/2 英寸（重新利用的餅干罐）3），這提供了一些對磁場的初始屏蔽。盒子之間的 1/2“ 氣隙有助于衰減磁場。有關用于低頻磁場屏蔽的材料的討論，請參閱附錄A，磁屏蔽材料。

圖7.屏蔽盒結構使用Mu金屬內部銅在鋼錫內衰減磁場。

圖8.屏蔽盒結構的細節。注意 只有輸入同軸屏蔽連接到金屬罐，以防止接地回路。

關于這個盒子的構造，有一些值得注意的事項。內部放大器板使用同軸電纜從電路板輸出到輸入和輸出 BNC 連接器。但是，必須注意同軸電纜屏蔽的連接;只有輸入屏蔽連接到電路板的接地層和最外層的鋼罐。輸入和輸出 BNC 屏蔽層連接到鋼罐，而同軸電纜屏蔽層連接到兩側的電路板接地。如果輸出屏蔽連接也連接到鋼罐，則會形成一個可以拾取雜散場的接地回路。屏蔽盒的每一層通過金屬螺釘和支架與其外部的屏蔽盒電連接，放大器板由阻焊層隔離。它們在每個盒子之間提供連接，而無需在內部連接到放大器板的接地層并創建可能的環路。最后，鋼罐本身得到了額外的關注：對罐子和蓋子的內外邊緣進行了打磨，以去除裝飾性油漆和透明的保護層，以確保蓋子和罐子之間的良好電接觸。

值得注意的是，即使所有注意力都集中在屏蔽電路上，線路頻率場也足夠強，足以進入圖4所示的噪聲圖。幸運的是，屏蔽足以最大限度地減少這些場產生的信號。即便如此，在進行測量時，人們應該充分意識到場與該電路相互作用的可能性。

測量穩壓器輸出噪聲

一旦放大器經過檢查和校準，就會進行實際的噪聲測量。要精確測量線性穩壓器輸出噪聲并獲得忠實的結果，需要仔細注意 DUT 屏蔽、元件選擇、布局和電纜管理。圖9顯示了用于測試線性穩壓器的配置，突出顯示了用于避免磁場侵入測量的結構和屏蔽。在任何給定時間，只需連接一臺儀器，以防止接地回路損壞測量。

圖9.噪聲測量臺設置。屏蔽盒裝有噪聲放大器，線性穩壓器的低輸出阻抗消除了屏蔽的必要性，但磁場仍然會影響輸出。

選擇電池電源為線性穩壓器供電的原因與為放大器供電的原因相同;目標是測量線性穩壓器的噪聲，而不是表征電源抑制。穩壓器不需要屏蔽，因為穩壓器的低輸出阻抗使其不易受到低頻磁場的影響。從穩壓器輸出到噪聲放大器的連接需要是短套管連接器，因為長柔性電纜會因摩擦電而引入誤差4影響。

放大器輸出直接饋入示波器以測量峰峰值噪聲。如圖 10 所示，LT3042 的峰峰值噪聲為 4μVP-P.同一穩壓器的頻譜分析儀圖（如圖11所示）顯示了不同SET引腳電容的噪聲。10Hz至100kHz范圍內的RMS噪聲與SET引腳電容的函數關系如圖12所示。

圖 10.LT3042 噪聲在 10Hz 至 100kHz 帶寬內。有效值噪聲測量值 0.8μV有效值.

圖 11.噪聲頻譜密度圖顯示了增加SET引腳電容對LT3042的影響。

圖 12.增加SET引腳電容可降低10Hz至100kHz帶寬下的RMS噪聲。

測量RMS噪聲要求在選擇儀器時更加挑剔。并非所有 RMS 電壓表都是平等的，請查看 AN83 中的附錄 C，了解和選擇 RMS 電壓表，“低噪聲、低壓差穩壓器的性能驗證”，了解有關 RMS 電壓表類型及其性能的信息。本附錄列出了許多不同的RMS電壓表，并強調了一些電壓表如何存在重大誤差，從而導致測量結果比現實更樂觀。

測量穩壓器電源抑制

與噪音同樣重要

線性穩壓器的電源抑制與輸出電壓噪聲同樣重要。由于電源抑制性能差，即使是噪聲最低的穩壓器也會將信號傳遞到輸出端，這可能會淹沒來自穩壓器的噪聲。開關穩壓器通常用作前置穩壓器，以提供效率、噪聲、瞬態響應和輸出阻抗的最佳組合。

大多數最先進的開關穩壓器的工作頻率為100kHz至4MHz。即使使用最低的ESR電容器，定義開關穩壓器的能量傳輸的脈沖特性也會在開關頻率處產生輸出電壓紋波。這些信號會在噪聲敏感型視頻、通信和其他類型的電路中引起問題。101 年 2005 月發布的凌力爾特應用筆記 <>“最大限度地減少線性穩壓器輸出中的開關穩壓器殘留”中對此進行了闡述。

最近發布的線性穩壓器有望實現80dB及以上的電源抑制。LT3042 在某些頻率下接近 120dB 的電源抑制。為了測試這一點，輸入必須保持在足夠低的幅度，以確保測試穩壓器的小信號響應，而不是大信號響應，盡管必須產生足夠的信號才能在輸出端具有可測量的信號。此外，疊加交流信號的輸入直流電平不得將穩壓器驅動到壓差或其他不需要的操作區域。

驅動 DUT

在測試穩壓器抑制時，必須做的第一件事是提供要抑制的信號。這比僅將頻率發生器連接到設備更復雜;交流信號必須位于直流偏移之上，并且能夠提供負載下所需的電流。

用于此目的的電路由Jim Williams開發，如圖13所示。在該電路中，直流基準電壓由A2產生，并與A1反相輸入端的交流信號相加。A1 的輸出驅動與鎮流電阻并聯的達林頓連接晶體管，以驅動高達 5A 的輸出電流。

圖 13.驅動器板將交流和直流電壓相加，以在頻率高達 10MHz 時提供幾安培。

將此電路連接到DUT時，需要注意一個主要注意事項：不應使用穩壓器的輸入電容。第一個原因是該電路未針對驅動容性負載進行優化，并且可能會振蕩。其次，該電路沒有吸收電流的能力;必須存在負載才能對輸入電容放電，尤其是在頻率增加時。驅動 50mVP-P10μF 電容器兩端的 1MHz 正弦信號需要超過 3A 的充電和放電電流，以防止信號失真。如果在光輸出電流（低于100mA）下進行測量，請使用預負載來確保呈現給穩壓器的信號保真度。

未雨綢繆

當器件的電源抑制率非常高時，必須仔細注意儀器儀表的細節。如果穩壓器提供 100dB 的電源抑制，則為 50mVP-P輸入信號減小至 0.5μVP-P在輸出端。增加輸入信號幅度是可能的，但在某些時候會發生從小信號響應到大信號的轉換。

對于具有高電源抑制的穩壓器，輸出信號的低幅度等于或小于器件的噪聲幅度。這表明我們應該放大信號，就像我們對噪聲能夠進行準確測量所做的那樣。即使這樣，輸出信號通常也會被噪聲隱藏。幸運的是，現代示波器提供了平均功能，允許人們從噪聲中提取信號;隨機噪聲的平均值為零。輸入信號提供所需的觸發器。

無論信號是否被放大，在測量電源抑制時都會出現其他可能的問題。輸入和輸出信號必須同時測量;需要輸入和輸出幅度才能知道器件的抑制。測量設置的框圖如圖14所示。

圖 14.電源抑制測量框圖顯示了接地環路。切換到差分至單端放大器可解決接地環路問題。

在框圖中值得注意的是，存在可能破壞測量的接地回路。第一個是通過兩個示波器通道的公共接地形成的接地環路。該環路通過信號放大器，接地環路中的任何信號都會破壞電源抑制測量，從而得到不反映實際性能的結果。解決方案是將信號放大器從單端電路切換到全差分電路。這樣，兩個回路都會斷開，測量保真度也會恢復。第二個環路（圖14中未顯示）通過交流線接地到達第一個示波器通道。該環路顯示對誤差的貢獻最小，因為相比之下，所有信號都很大。

用于差分輸入的簡單放大器

一個簡單的放大器如圖15所示。該放大器在輸入端使用一個增益為40dB的全差分增益級，然后使用差分至單端轉換器，以提供另外20dB的增益。每個輸入都有一個200Hz高通濾波器來阻斷直流電。選擇 LTC6409 是因為其 10GHz 的高增益帶寬產品。第二級由一個配置為增益為 1818dB 的差分至單端轉換器的 LT20 提供。

圖 15.簡單差分至單端放大器提供60dB增益。

這種放大器組合的折合輸入噪聲約為1.4nV/√Hz，這意味著我們預期應小于2.2μVP-P的噪音。同時，我們期望4μVP-P來自調節器本身的噪聲。與 0.5μV 相比P-P我們期望在穩壓器輸出端的信號中，這種噪聲完全淹沒了我們試圖測量的信號。同樣，節省的恩典是噪聲的隨機性，給出平均值為零：使用帶存儲器的現代示波器，平均揭示隱藏在噪聲中的信號。

改進型差分放大器

來自極高性能線性穩壓器的測量變得更加棘手。輸出信號增益僅為60dB，0.5μVP-P信號變為0.5mVP-P.這個小幅度正在接近許多帶有 1X 探頭的高端示波器的測量閾值。將線性穩壓器的輸入幅度提高十倍可增加裕量，但如果穩壓器電源抑制再增加20dB，則問題再次浮出水面。

圖16顯示了更高性能放大器的實現方式。它基于圖2中的噪聲放大器和圖15中的先前差分至單端放大器?，F在，用于每級的 LT1818 被 LT1994 差分放大器所取代，這些差分放大器反饋到仍然由 THAT300 晶體管陣列形成的差分晶體管對。第二級差分增益來自另一個LT1994，然后通過第一個LT6232轉換為單端測量。高通濾波器和巴特沃茲濾波器的連續級如圖2所示。電路響應的校準和驗證與低噪聲放大器相同。

圖 16.改進型放大器提供增益為80dB的差分輸入。

測量電源抑制的設置如圖17所示。LT3042 穩壓器的實測電源抑制如圖 18 所示。值得注意的是，穩壓器的電源抑制在120Hz時接近100dB。在示波器上驗證此測量值需要改進的放大器提供80dB的增益。

圖 17.用于測量電源抑制的設置。驅動板和 DUT 位于左下角，放大器板位于右下角。未顯示電源和信號源。

圖 18.LT3042 的電源抑制圖顯示了在接近 70MHz 的頻率下具有 >4dB 的性能。

其他測量方法

其他方法和設備可用于進行電源抑制測量。鎖相放大器使用參考信號在所需頻率下提供同步檢測，以幫助測量小信號電平。

網絡分析儀還提供一個振蕩器來掃描頻率，同時提供帶通功能來測量輸入和輸出幅度并計算電路的抑制。這些方法提供了有效的結果，但仍然需要對電路連接進行挑剔并驗證結果。必須檢查示波器上的輸入和輸出信號;信號幅度和波形將指示被測穩壓器是否被驅動到壓差狀態，或者小信號響應是否已經讓位于大信號行為。

陷阱

與測量噪聲類似，在測量電源抑制時，也存在可能導致誤入歧途的陷阱。仔細注意使用星形接地的電路接地非常重要。在測量電源抑制時看到的一些影響實際上似乎違反直覺。

到目前為止，可靠的設計總是在線性穩壓器的輸入端包括一些電容，以在整個頻率范圍內保持盡可能低的電源阻抗。當器件的電源抑制足夠高時，這實際上會增加輸出端的紋波量。

考慮一個如圖19所示的電路，其中LT3042對LT8614靜音開關穩壓器進行后置調節。LT8614 可提供大約 20mV 的電壓?P-P在其 500kHz 開關頻率下通過幾英寸的銅板走線向 LT3042 輸入端的紋波。僅利用 LT22 的 8614μF 輸出電容器，線性穩壓器的輸出紋波僅為幾μVP-P.當在 LT4 的輸入端增加一個 7.3042μF 電容器時，輸出紋波增加到大約 75μVP-P，如圖 20 所示。應該注意的是，這些照片的帶寬限制為20MHz，因為目標是顯示開關頻率下的紋波，而不是高頻邊沿尖峰。

圖 19.使用 LT3042 對 LT8614 靜音開關穩壓進行后置調節。

（一）

（二）

圖 20.LT3042 對 LT8614 靜音開關穩壓器進行后置調節 （a） 在 LT3042 輸入端沒有任何電容器，（b） 在 LT4 輸入端采用一個 7.3042μF 電容器。兩張照片都有帶寬限制，可以忽略高頻尖峰。

增加輸入電容如何降低穩壓器的電源抑制？答案不在于LT3042的性能，而在于電路板布局。LT3042 在對來自輸入電源的信號進行電抑制方面提供了卓越的能力。到目前為止，拒絕這些信號的能力是限制因素?，F在，磁場成為罪魁禍首。

為了更好地理解這一點，圖21中的原理圖用一條綠色實線突出顯示了DC-DC轉換器的交流電流路徑。如果 LT3042 的輸入端存在電容，則交流電流也會在斷開的綠色路徑中流動。LT3042 的輸入在相關頻率處呈現一種高阻抗，因此沒有 AC 電流流入 LT3042。

圖 21.原理圖突出顯示了DC-DC轉換器的交流電流環路以及易受磁耦合影響的路徑。

交流電流產生磁場，該磁場將在附近的其他回路中產生電流，就像變壓器的一個繞組耦合到其他繞組一樣。圖21中以藍色和紅色顯示兩個關注環路。由CSET和RSET形成的藍色環路在誤差放大器的輸入端產生紋波。利用 LT3042 的單位增益架構，該紋波被傳遞到輸出。由輸出電容和阻抗回望穩壓器（以及附近的負載元件）形成的紅色環路直接在穩壓器輸出端產生紋波。

與直覺相反，從 LT3042 的輸入端移除電容可降低輸出紋波。鑒于這不是信號的電饋通，而是磁耦合，因此在設計電路板時必須考慮距離、屏蔽和環路方向。場強與距離和環路面積有關，因此最小化環路面積（不使用輸入電容）和最大化距離（僅使用DC-DC轉換器輸出電容）會限制施加在敏感環路上的電流。

這表明，早期決定不在信號驅動器板的輸出或穩壓器的輸入上使用電容器是謹慎的。在穩壓器的輸入端有一個電容器，增加一個環路，產生耦合到輸出并給出錯誤結果的磁場。穩壓器電源拒絕似乎比實際情況要糟糕得多。

使用開關穩壓器時發現的另一個問題是，不僅要消除開關頻率紋波，還要消除與開關邊沿相關的尖峰。某些電路上的開關邊沿在短短幾納秒內轉換，轉換為100MHz的頻率成分。這些頻率不能用簡單的線性穩壓器輕易消除。走線電容和磁耦合等寄生效應使降低這些尖峰變得困難。更多信息請參考凌力爾特應用筆記101“最大限度減少線性穩壓器輸出中的開關穩壓器殘留”和附錄B《控制高頻開關尖峰》。

結論

線性穩壓器（如 LT3042）提供的精確性能為敏感系統提供了異常安靜的電源軌。從這種器件驗證直流性能通常不是一個棘手的提議。在如此高性能的水平下，噪聲和電源抑制等關鍵參數并不容易測量。必須特別注意測量電路、連接、電路板布局和設備中的最小細節。曾經可以忽略的小誤差（與被測量的信號相比）現在是一階誤差項。所提供的高PSRR性能表明，信號不是通過設備本身傳輸的，而是通過磁耦合傳輸的。必須仔細檢查每個細節，以確保測量的保真度并提供值得信賴的可靠結果。

審核編輯：郭婷