對靜噪的探索—線性穩壓器具高噪聲和電源抑制

　　在很多電路應用中，無噪聲、良好穩定的電源對于實現最佳性能是很重要。壓控振蕩器 （VCO） 和精確的壓控晶體振蕩器 （VCXO） 會迅速響應電源的微小變化。鎖相環 （PLL） 需要穩定的電源，因為電源上的信號會直接轉變成輸出的相位噪聲。RF 放大器需要無噪聲電源，因為這類放大器缺乏抑制電源變化的能力，而且穩壓器變化將以不想要的邊帶信號形式出現，降低了信噪比。低噪聲放大器和模數轉換器 （ADC） 不具備無限大的電源抑制能力，穩壓器輸出越干凈，性能就越高。上面僅列舉了幾種需要線性穩壓器提供無噪聲電源軌的例子，那么怎樣才能確保穩壓器按規定運行呢？

　　電源一旦搭建完畢就可以確定，對于其應用而言，電源是否具有足夠低的噪聲。振蕩器的相位噪聲可以測量，然后，相對于用一個已知和性能良好的電源實現之結果，對測量結果進行比較。還要檢查 ADC，以確保得到最多位數。這些測量工作比較難，需要耗費大量時間，如果可不進行費用高昂的試驗就可確保噪聲足夠低，那會更好。

　　除了噪聲，還必須考慮線性穩壓器的電源抑制能力。線性穩壓器電源抑制能力不佳會給開關穩壓器留下剩余信號或帶來其他不想要的信號，從而破壞為確保擁有干凈的電源所付出的艱苦努力。如果電源抑制能力不佳，留下了足夠淹沒噪聲的信號，那么穩壓器的噪聲即使極低，也是沒有價值的。

　　測量輸出電壓噪聲

　　靜噪不是新鮮事

　　噪聲問題很早以前就開始提及了。2000 年 3 月凌力爾特發布了《應用指南 83》（Application Note 83），題為 “低壓差穩壓器的低噪聲性能驗證” （Performance Verification of Low Noise， Low Dropout Regulators），文中詳細敘述了一種測量方法，可以有把握地測量低至 4μVRMS 的穩壓器輸出電壓噪聲。該應用指南中所用的放大器電路和濾波器在 10Hz 至 100kHz 帶寬時提供 60dB 增益。這是一個良好的起點，可以有把握地測量噪聲水平。

　　諸如 LT3042 等最新線性穩壓器現已投產，其輸出電壓噪聲低得多。在《應用指南 83》發布前后推出的該系列穩壓器在 10Hz 至 100kHz 頻帶上的噪聲約為 20μVRMS，而現在 LT3042 在相同頻帶上的噪聲低至 0.8μVRMS?；仡櫋稇弥改?83》中的電路可以看出，輸入參考噪聲層為 0.5μVRMS，當測量低至 4μVRMS 的噪聲時，誤差低于 1%。在輸出噪聲為 0.8μVRMS 的現在，這樣的噪聲層就不可接受了，因為穩壓器本身的工作噪聲僅略高于測量電路。這相當于幾乎高達 20% 的誤差，從而使測量電路成為過于重要的因素，以至于不能有把握地測量信號。

　　測量低于 1μVRMS 的噪聲不是一項微不足道的任務。在 10Hz 至 100kHz 測量頻帶上逆推，這相當于 3.16nV/√Hz 噪聲頻譜密度 （假定噪聲為白噪聲）。這就相當于 625Ω 電阻器產生的熱噪聲。以 5% 的誤差測量這么大的噪聲，要求儀器有一個 1nV/√Hz 的輸入參考噪聲，而 1% 內的誤差測量則要求 450pV/√Hz 的輸入參考噪聲。

　　進行什么樣的測量？

　　我們現在對儀器要求的噪聲層已有所了解，但是還有一個問題，即關鍵頻率范圍以及用什么儀器測量所產生的噪聲。為了測量噪聲頻譜密度，可以簡單地通過低噪聲增益級饋送穩壓器輸出，然后再饋送到頻譜分析儀中，從而將不想要的頻率從測量中隔離出去。如果想測量峰至峰值或 RMS 噪聲，那么在低噪聲增益級上要確保帶阻，以確保僅測量在想要的帶寬內的信號。

　　常用的寬帶噪聲測量頻率范圍為 10Hz 至 100kHz。這個范圍包括音頻頻帶，可確保通過 RF 傳送的基帶數據產生最小的邊帶信號。鎖相環中使用的低噪聲穩壓器和高準確度儀表要求在較高的頻率上進行測量 （高達 1MHz 及以上），因此我們不應該將自己限制到僅 100kHz 范圍。理想情況下，帶阻會在想要的頻率上實現絕對的磚墻式濾波，但電路設計的現實使我們無法實現這樣的效果。選擇較高階的巴特沃斯 （Butterworth） 濾波器， 以保持所關注頻率范圍內的最大平坦度及其提供更好磚墻式近似的能力。濾波器的階數由其等效噪聲帶寬 （ENB） 引入的誤差決定：二階低通巴特沃斯濾波器的 ENB 為 1.11fH，所產生的誤差太大。4 階濾波器的 ENB 降至 1.026fH，所產生的誤差約為 1.3%。更高階的濾波器會增加不必要的復雜性和成本，所帶來的性能改進卻很小。4 階濾波器的誤差加上輸入參考噪聲所引入的誤差，若要以 5% 內的誤差進行測量，則要求來自放大器的輸入參考噪聲之最大誤差不超過 1%。

　　電路增益也必須考慮。如果增益太低，測量儀器的噪聲會加進來，像放大器的輸入噪聲一樣，損害測量結果的準確性。同時，儀器也許不夠靈敏，無法提供可靠的測量結果。就 RMS 噪聲測量而言，HP3400A RMS 電壓表的底部范圍為 1mV，因此 60dB 是絕對最低增益?；谀壳翱色@得的商用頻譜分析儀 （而且可從二手市場獲得） 之噪聲層數據，人們決定 80dB 時會有最佳的工作表現。

　　穩壓器測量時須考慮的因素

　　噪聲測量電路的方框圖如圖 1 所示。首先是 DC 隔離構件，接下來是超低噪聲增益級以 AV = 25 將輸入放大。然后是一個 5Hz 的單階高通濾波器至另一個 AV = 20 的增益構件。接下來是一個 10Hz 二階 Sallen-Key 濾波器和最后的 AV = 20 之增益級，到此凈增益達到了 1 萬倍或 80dB。再后面是 3 個可選輸出之一，選擇哪一個取決于想要的高端頻率。3 個可選輸出或其頻率范圍分別是 1MHz 限制、前述的 100kHz 帶阻、以及達到所用增益級極限的 （在 3MHz 測量到 ？3dB 頻率） 寬帶輸出。每種輸出之后都是最后的 5Hz 高通濾波器，以隔離任何殘留 DC 信號。

　　圖 1：面向噪聲測試的濾波器和增益選擇。巴特沃斯濾波器提供合適的頻率響應。

　　實際電路如圖 2 所示。這里 DC 隔離是用 680μF 電容器和緊隨其后的 499Ω電阻器組成。電容和電阻值的選擇是該電路須做出的主要權衡之一。電阻器的值必須足夠低，以便其后一級的基極電流不會引起極大的 DC 誤差。不過，如果所選電阻值太低，該濾波器所需電容就會變得極之大。對所測試的穩壓器而言，低電阻值還有可能使該濾波器成為頻率補償的組成部分，從而改變所測得的結果。電流值構成了 0.5Hz 高通濾波器。

　　圖 2：圖 1 所示方框圖的實際電路。并聯的各級每個都配備了低噪聲三極管差分電路，以降低噪聲，同時提高增益。

　　第一個增益級的架構至關重要。這一級必須提供固定增益，同時在極低的輸入參考噪聲工作。在題為 “775 Nanovolt Noise Measurement for A Low Noise Voltage Reference” （針對低噪聲電壓基準的 775 毫微伏噪聲測量） 的《應用指南 124》（Application Note 124） 中，介紹了已故的 Jim Williams 所做的工作，以此為基礎，選擇用三極管差分對驅動運算放大器的輸入，以提供最佳帶寬，同時仍然保持低噪聲。以大約 80 倍的增益驅動差分對意味著，這對三極管的噪聲起主導作用，而運算放大器的噪聲不是非常重要的因素。

　　超低噪聲放大器第一增益級由兩對匹配的 THAT300 三極對管并聯組成 （以降低輸入參考噪聲），接著是 LT1818，該器件配置為使這一級提供 25 倍的總增益。單一 SO-14 封裝中包含 4 個 THAT300 三極管，提供良好的匹配特性 （典型值為 500μV ？VBE） 和 800pV/√Hz 的典型噪聲。選擇 LT1818 是為了實現高增益-帶寬積。

　　輸入三極對管和放大器級并聯，可在不犧牲增益的前提下改善噪聲層。人們都知道，放大器電路并聯時，產生電壓噪聲壓差，N 級并聯時使噪聲降低為 1/√N。三極對管并聯使有效噪聲降至 800pV/√Hz。之后，通過并聯 4 個完整的輸入級，這個噪聲會進一步降低，再降低 2 倍，至 400pV/√Hz。后續增加的噪聲源很小，從而使我們能夠接近 1% 準確度所要求的 450pV/√Hz。

　　在第一增益級之后，330μF 電容器和 100Ω 電阻器對任何偏移提供 DC 隔離，而偏移是三極管差分對和運算放大器所固有的。這還提供 5Hz 高通濾波器，從而有助于提供想要的低頻帶阻。所有 4 個輸入級合起來構成第二個增益級，增益為 20 倍。這時，輸入已經得到了放大，因此運算放大器的噪聲再次成為影響很小的因素。

　　10Hz 二階高通濾波器是一個簡單的單位增益 Sallen-Key 濾波器。提高這個濾波器的 Q 值，以幫助補償單一 5Hz 高通濾波器級的頻率響應，并為整個電路提供一個 10Hz 的 3dB 點。另外，這一級的 DC 隔離防止可能在前一級已經被放大的任何偏移再次被放大。如果不能在不同的級之間隔離 DC 信號，就有可能導致將放大器驅動到其軌電壓上，從而使測量結果無效。每個增益級之間都放置了一個濾波器，以防止 DC 信號通過，同時提供低端帶阻。

　　最后一級是一個簡單的負輸出放大器，具可調增益以補償組件值的變化。從這里開始，該電路分成了 3 個輸出級。最大帶寬直接來自一個跟隨器，從而避免了低通濾波，并在滿增益噪聲吞吐量情況下，提供 3MHz 的最大帶寬。第二個輸出采用了 1MHz 4 階巴特沃斯低通濾波器，最后一個輸出采用 100kHz 4 階巴特沃斯低通濾波器。所有這 3 個級都使用一個最終在 5Hz 的 DC 隔離 RC 濾波器。

　　組件選擇很重要

　　對任何電路而言，選擇正確的組件都很重要，但是談到超低噪聲測量時，選擇正確的組件甚至會更關鍵。噪聲放大器中最關鍵的點是輸入級，一旦確定了這第一級，很多困難也就變小了。用來直接在輸入端實現 DC 隔離的 RC 濾波器必須仔細考慮。

　　電阻器的選擇沒有很多爭議，與薄膜電阻器相比，金屬薄膜電阻器用來確保低 1/f 噪聲。電容器則完全是另一回事，必須仔細考慮。在《應用指南 124》（Application Note 124） 中，使用了一種昂貴的液鉭電容器，以提供很低的 1/f 噪聲，這種電容器是手工挑選的，以選出低泄漏器件。在以低至 0.1Hz 頻率工作時，這些特性更加重要。針對寬帶噪聲采用 10Hz 低頻帶阻時，較低價格的電容器可以提供可接受的性能。大型多層陶瓷電容器是一種糟糕的選擇，因為它們本質上是一種壓電器件，任何機械振動會把信號注入到電路中，迅速地超過所測噪聲水平。此外，電壓系數基于穩壓器輸出電壓引起拐角頻率變化，這個特性是不想要的。鉭和鋁電解質電容器價格不貴，也沒有電壓系數或機械敏感性問題。以前會考慮聚對苯二甲酸薄膜電容器等更加昂貴的電容器，但是低可用性、高成本和缺乏性能改進使這類電容器被排除在外了。

　　即使采用那些可能的選擇，電容器也確實顯示出必須仔細考慮的噪聲特性。大型多層陶瓷電容器能夠以低噪聲工作，但是已經被排除在外，因為它們對機械振動敏感。鉭和鋁電解質電容器產生較高的噪聲 （見參考資料中 Sikula 等撰寫的文章，以了解進一步的信息）。最后選擇了標準鉭電容器，因為這類電容器價格合理、偏置電壓特性良好而且對物理振動不起反應。多個電容器并聯可獲得所需電壓額定值和凈電容，同時還可降低這些電容器導致的噪聲。

　　出于類似原因，第一個增益級構件和第二個增益級構件之間的隔離 / 濾波也選擇用鉭電容器實現。盡管使用鉭電容器后，第一級的增益會導致噪聲被放大，但是人們發現，陶瓷電容器的壓電響應產生的信號超出了可接受水平。

　　幾乎任何類型的電容器都適合最后的輸出隔離 / 濾波網絡，這里選擇了陶瓷電容器。被放大并與電容器壓電響應有關的噪聲現在足夠大，缺少 DC 偏移意味著電容器接近其預期值。第一增益級中的補償電容器以及巴特沃斯濾波器中使用的電容器是 C0G、NPO 或聚對苯二甲酸電容器，因為這類電容器的電介質沒有或有很小的壓電效應或 DC 偏置漂移。

　　怎樣給電路本身供電是最后一個重要決定。人們選擇用堿性電池作電源，這樣就可為所有級提供噪聲最小的電源，并防止設備中可能存在的地環路導致測量結果不準確。我們必須記住，這里采用的所有電路都不具備無限大的電源抑制能力，電源上的任何噪聲都可以到達輸出，并有可能影響測量結果。在選擇用任何基于電網的電源供電時，要仔細考慮這些因素。

　　實際的電路限制

　　放大器有一些實際限制是不能忽視的。如果電路提供 80dB 增益，那么輸入端的 100μVP-P 信號在輸出端將變成 1VP-P。用 ±4.5V 電源供電決定了輸出信號幅度低于 ±3.5V。因此，輸入不能接受總幅度超過 ±350μV 的信號，否則信號保真度就無法保證。就高斯 （Gaussian） 噪聲而言，預計最差情況的波峰因數為 10，那么用這個電路可測得的最大值僅為 70μVRMS。

　　從這里看出，確保鉭電容器正確偏置也很重要。就輸入隔離電容器而言，三極管幾乎在地電位上工作，因此正輸出電壓穩壓器要求將電容器的正極連至穩壓器輸出。相反，測量負的輸出電壓時，電容器要反過來連接。就第一級和第二級之間的 DC 隔離和濾波而言，電容器的負端應該連至第一級。三極管的基極電流通過 499Ω 電阻器將其基極電壓拉至略負，這個略負的電壓通過第一級的 25 倍增益進一步放大，因此要求電容器這樣取向。

　　校準、驗證和測量

　　一旦電路搭建完成，就需要驗證增益和輸入參考噪聲。為了校準增益，用 60dB 衰減把來自函數發生器的信號降至能夠避免放大器輸出以軌電壓運行的水平。在 1kHz 中頻段頻率時，100mVP-P 從函數發生器進入衰減器，調整最后的增益級中的電位器，以在輸出端提供 1VP-P。在 10Hz 至 1MHz 范圍來回調節頻率，以驗證增益在想要的帶寬內是平坦的。

　　增益和頻率響應的驗證是用網絡分析儀進行的?；鶞市盘柾ㄟ^ 60dB 衰減器饋送給放大器輸入。3 個獨立的輸出作為測試點連接，并掃過整個頻率范圍。圖 3 顯示 3 個輸出中每一個的增益隨頻率的變化，突出顯示了卓越的平坦度和恰當的拐角頻率。

　　圖 3：圖 1 電路的增益。濾波器響應顯示，在想要的拐角頻率處有陡峭的滾降。

　　為了驗證輸入參考噪聲，將放大器輸入短接至地，測量輸出端的噪聲。測量直接用 RMS 電壓表或示波器進行。噪聲頻譜密度用頻譜分析儀觀看。所測得的寬帶輸出噪聲頻譜密度 （如圖 4 所示） 有 1/f 噪聲，拐角頻率為 200Hz，在 200Hz 至 1MHz 范圍內呈現 5μV/√Hz 白噪聲特性。用 80dB 增益除以這個噪聲數值，得出輸入參考噪聲是 500pV/√Hz，略高于目標值。即使有 1/f 分量，這一數值也相當于在 10Hz 至 100kHz 帶寬內有 0.15μVRMS，這個數值足夠低，可以有把握地在相同的帶寬上測量 1μVRMS。測量結果與示波器上測得的峰至峰值噪聲有良好的相關性，如圖 5 所示。

　　圖 4：輸入短接至地時放大器的噪聲頻譜密度顯示出有 1/f 分量。除以 80dB 電路增益，就可產生輸入參考噪聲。

　　圖 5：輸入短接至地時的峰至峰值放大器噪聲 （100kHz 范圍） 與噪聲頻譜密度相關。

　　測量仍然不是一項簡單的任務

　　在這個電路的設計和測試期間，出現了幾種不太明顯的影響，這顯示出測量超低噪聲的難度。將輸入短接至地并將輸出連至示波器，揭示出很多用 RMS 電壓表或頻譜分析儀看不到的信息。用陶瓷電容器進行輸入濾波和第二級濾波時，只用手指敲擊實驗臺就會產生很大的信號擺幅，從而顯示出陶瓷電容器的壓電特性。這使得人們轉而采用固鉭電容器。

　　還有一種明顯的影響是，待測噪聲如此之小，以至于需要不同尋常的測量方法，以確保得到可靠的測量結果。將放大器電路板放在型號較舊的示波器前面，就會顯示規則的 20kHz 信號 （就像示波器內有一個開關穩壓器），該信號的幅度大于輸入參考噪聲?？拷鼘嶒炁_上的萬用表放置放大器電路板，就會產生一個很大的 60Hz 信號。圖 6 顯示，當放大器放置在加電示波器前面幾英寸的地方時，放大器是多么靈敏。在上述兩種情況下，將電路板從設備附近拿開，或者改變電路板的朝向，都會改變信號幅度，而關斷設備則會消除信號。在鉛筆末端纏繞幾個導線回路，將這連至函數發生器，以在不同頻率時作為小型天線使用。不出所料，電路板上的某些區域有一些電路回路與實驗臺設備中的電感器和變壓器發生了磁耦合。為此進行了一些布局改進，以幫助最大限度減少回路，不過顯而易見的是，需要外部屏蔽。

　　圖 6：輸入短接至地和靠近示波器時，所顯示的信號突出表明放大器電路板對磁場的靈敏度。

　　屏蔽盒結構

　　圖 7 和圖 8 顯示了用來放置噪聲放大器電路板的屏蔽盒之內部結構。放大器電路板與 6 節 D 號堿性電池一起放置在屏蔽盒內，該屏蔽盒是用 0.050“ 厚的 Mu Metal 做成的，以針對低頻磁場提供良好的屏蔽效果。然后，將這屏蔽盒放入一個由 2 盎司覆銅板做成的盒子中，兩個盒子之間留出 1/2’’ 空隙，之所以選擇覆銅板，是要針對較高頻率提供良好的屏蔽效果。最后，將這兩個盒子放入一個不銹鋼盒 （一個再利用的餅干盒） 中，以針對磁場提供一定程度的初始屏蔽，盒間依然留出 1/2’’ 空隙。各個盒之間的 1/2’’ 空氣隙幫助衰減磁場。附錄 A “用于磁場屏蔽的材料”一文探討了對低頻磁場屏蔽有用的材料。

　　圖 7：屏蔽盒結構 （不銹鋼盒內套銅板盒再內套 Mu Metal 盒） 以衰減磁場。

　　圖 8：詳細的屏蔽盒結構。請注意，僅輸入同軸纜屏蔽層連至金屬屏蔽盒，以防止產生地回路。

　　關于屏蔽盒的構造，需要提及幾個重要的方面。內部放大器電路板用同軸電纜將信號從電路板送出來，送到輸入和輸出 BNC 連接器。不過，必須注意同軸纜屏蔽層的連接。僅輸入屏蔽層連至電路板的地平面和最外層的不銹鋼盒。輸入和輸出 BNC 屏蔽層都連至不銹鋼盒，同時輸入和輸出端的同軸纜屏蔽層都連至電路板地。如果輸出屏蔽層也連至不銹鋼盒，那么就會形成一個地回路，這可能會增強雜散磁場。每一層屏蔽盒都通過金屬螺釘和支架與其外面一層屏蔽盒實現電氣連接，放大器電路板用阻焊層隔離。這樣一來，無需在內部連至放大器電路板的地平面，就可以實現屏蔽盒之間的連接，這樣就不會產生可能的回路。最后，不銹鋼本身可以增大衰減：不銹鋼盒體與盒蓋的內外邊緣經過打磨，以清除裝飾漆和保護層，確保盒體與盒蓋之間有良好的電氣接觸。

　　值得一提的是，即使所有聯注放在屏蔽電路上，但是電壓頻率場依然足夠強以直接影響噪聲曲線，如圖 4 所示。幸運的是，屏蔽足夠有效，能夠最大限度減小這些場產生的信號。即便如此，在進行測量時，人們還是應該充分意識到與電路相互影響的各種場的潛力。

　　測量穩壓器輸出噪聲

　　一旦放大器檢查和校準完畢，就進行實際噪聲測量。要想準確測量線性穩壓器的輸出噪聲并獲得反映真實情況的結果，就要格外注意 DUT 屏蔽、組件選擇、布局和電纜管理。圖 9 顯示了用來測試一個線性穩壓器的配置，突出顯示了用來避免磁場干擾測量結果的結構和屏蔽方法。在任何給定時間只有一個儀器連接以排除破壞測量的接地回路。

　　圖 9：進行噪聲測量的實驗臺配置。屏蔽盒中放置了噪聲放大器。由于線性穩壓器具備低輸出阻抗，所以沒有必要屏蔽，但是磁場仍然有可能影響輸出。

　　選擇用電池作為電源給線性穩壓器供電的理由與選擇用電池給放大器供電是相同的，目的是測量線性穩壓器的噪聲，而不是確定電源抑制特性。穩壓器不需要屏蔽，因為穩壓器具備低輸出阻抗，因此非常不容易受到低頻磁場的影響。連接穩壓器輸出和噪聲放大器時，需要使用短的桶形連接器，因為長的軟電纜由于靜電效應會引入誤差。

　　放大器輸出直接饋送到示波器中，以測量峰至峰值噪聲。如圖 10 所示，LT3042 的峰至峰值噪聲為 4μVP-P。同一穩壓器的頻譜分析儀曲線 （如圖 11 所示） 顯示了在不同 SET 引腳電容時產生的噪聲。10Hz 至 100kHz RMS 噪聲作為 SET 引腳電容的函數顯示在圖 12 中。

　　圖 10：LT3042 在 10Hz 至 100kHz 帶寬上的噪聲。RMS 噪聲為 0.8μVRMS。

　　圖 11：噪聲頻譜密度曲線顯示了 LT3042 的 SET 引腳電容增大的影響。

　　圖 12：在 10Hz 至 100kHz 帶寬上，SET 引腳電容增大，RMS 噪聲降低。

　　測量 RMS 噪聲要求更加仔細地選擇儀器。并不是所有 RMS 電壓表都“生而平等”，請查閱摘自《應用指南 83》（Application Note 83） 文章 “Performance Verification of Low Noise， Low Dropout Regulators” （低壓差穩壓器的低噪聲性能驗證） 中附錄 C 的 “UNDERSTANDING AND SELECTING RMS VOLTMETERS”（了解和選擇 RMS 電壓表），以了解有關 RMS 電壓表的種類以及各種電壓表性能的信息。這份附錄列出了很多不同的 RMS 電壓表，并突出說明了為什么有些電壓表有很大誤差，因而導致測量結果比實際情況更加樂觀的問題。