便攜式心電信號的采集電路設計方案

隨著生活水平的提高，健康問題引起人們高度重視，尤其是對心臟疾病方面，因而從醫院大型設備到便攜式儀器，甚至各種遠程診斷設備，都有飛躍發展，而所有心電設備的基礎都是精確采集到心電信號。在大型設備中，對采集電路的性能要求嚴格，因此電路設計復雜，體積較大。在便攜式設備中，對采集電路要求性能和體積的統一。因此在便攜式自動心電診斷系統的項目背景下，設計出便攜式心電信號的采集電路。

1 心電圖產生機理

在人體內，竇房結發出一次興奮，按一定途徑和時程，依次傳向心房和心室，引起整個心臟興奮。因此，每個心動周期中，心臟各個部分興奮過程中出現的生物電變化的方向、途徑、次序和時間都有一定規律。這種生物電變化通過心臟周圍的導電組織和體液反映到身體表面上，使身體各部位在每一心動周期中也都發生有規律的生物電變化，即心電位。若把測量電極放置在人體表面的一定部位，記錄處心臟電位變化曲線，即常規心電圖（Electrocardiogram，簡稱ECG）。

2 系統結構

便攜式心電監護儀的目標是具備自動診斷心臟疾病的功能，同時便于家庭和旅行使用。這里主要給出便攜式心臟疾病自動診斷設備的前端部分，即信號采集和處理部分。心電信號的采集主要由放大、濾波等模擬電路完成。心電信號在FPGA控制下，實現信號的數字化，以便后續進一步處理和存儲，系統整體結構如圖1所示。

3 采集心電信號

3．1 心電信號的特點

正常心電信號的幅值范圍為10 V～4 mV，典型值為1 mV。頻率范圍在0．05～100 Hz，而90％的頻譜能量集中在0．25～35 Hz之間。在檢測微弱的心電信號時還要注意到噪聲的抑制。這些噪聲主要有皮膚與電極接觸的極化電壓、其他生理信號的混入、電子器件的噪聲、無線電波和工頻干擾等。

根據心電信號非常微弱的特點，采集心電信號的前置放大電路需要具備高輸入阻抗、高共模抑制比、放大器低噪聲和低漂移等方面性能。

綜合考慮以上要求，這里選用放大器為AD620。AD620的輸入阻抗為10GΩ，增益為10時的共模抑制比為100dB，最大溫度漂移O.6μV／℃。從AD620的參數指標上看，適用于心電的前置放大電路。

3．2 導聯系統

從人體體表采集心電時，首先要考慮2個問題：一是電極的放置位置。二是電極與放大器連接形式。臨床上為了統一和便于比較所獲得的心電波形，對測定ECG的電極位置和與放大器的連接方式都做了統一規定，稱為心電圖的導聯系統，常稱導聯。廣泛認可的國際標準十二導聯，分別為I、Ⅱ、Ⅲ、aVR、aVL、aVF、V1～V6。其中I、Ⅱ、Ⅲ導聯為雙極導聯，其余為單極導聯。I、Ⅱ、Ⅲ導聯又稱肢體導聯，拾取左右臂和左腿的任兩者之間的電位差，所以是雙極導聯。雙極導聯不反映單電極的電位變化。單極導聯是一端接參考電極，另一端接探查電極，反映心臟局部電位變化。V1～V6便是一端接參考電極，一端的探查電極放在胸部的6個位置。aVR、aVL、aVF稱為加壓肢體導聯，是改變參考電極端，使信號幅度增加一倍的肢體導聯。

3．3 一級放大

心電信號一級放大器選用AD620，它在輸入阻抗、共模抑制比、低噪低漂移上具有出色的性能。另外，AD620采用差分放大，能夠有效地抑制噪聲。一級放大倍數不宜太大，因為在采集信號時可能產生電位波動和極化電壓及其他噪聲，給后續電路處理噪聲帶來不便，建議在7～lO倍。電路連接如圖2所示，另外，AD620的REF引腳接地。

3．4 濾波電路

由于心電信號的頻率在0．05～100 Hz，采集電路就需要設計濾波器除去該段頻率以外的噪聲頻率。濾波電路主要由高通濾波、低通濾波和50Hz陷波器組成。高通濾波器，采用簡單的CR無源高通電路（圖2），能有效阻斷直流通路，消除基線漂移，而基線漂移主要是由呼吸引起。為了達到理想的濾波效果，對大于截止頻率的信號，有較嚴格的衰減，設計了二階低通濾波器，如圖2所示。

對電路進行實際測試計算得到以下數據，如表1所示。表1中，衰減為電路測試數據，“Filterlab”為軟件仿真的數據，從數據對比上看，實際計算數據和仿真數據基本一致。

圖3給出了二級有源濾波器的幅頻曲線及相頻曲線。其中曲線A為幅頻曲線，曲線B為相頻曲線。

3．5 陷波電路

由于交流電的影響，在心電信號采集中，容易受50 Hz工頻干擾的影響，為此設計了50 Hz陷波電路。該陷波電路采用雙T帶阻濾波。實現陷波器的難度在于參數選擇和電路調試，另外一定要選擇高精度的電阻電容，確保參數嚴格匹配。在實驗過程中，對5組參數進行仿真和電路測試，5組參數經計算截止頻率均為50 Hz，但實際電路測試效果很不理想。最終選擇圖4標注的具體電路和參數，以及46 Hz頻率以下信號通過時波形仿真，結果較好。從波形圖上看，在46 Hz頻率以下的信號通過時，通過陷波電路的信號B與原信號A基本一致。無失真。

圖5分別為49 Hz、50 Hz頻率信號通過陷波電路后，與原輸入信號波形的比較。由圖中可清楚地看到：當輸入49 Hz信號時，輸出信號衰減為原信號的0．35倍左右。當輸入50Hz信號時，信號基本上衰減為零，因此能有效抑制50 Hz的工頻干擾。

3．6 主放大電路

為滿足A／D轉換器對信號幅度的要求，兩級放大器共放大l 000倍左右，一級放大電路放大倍數為8倍，所以二級放大倍數設計為125倍。從整個電路集成度和器件性價比考慮，這里選用TL064。該器件內部集成4個運放，每個放大器的功耗只有6 mW，符合便攜產品的要求，且價格較低，可減少實驗和生產成本。放大電路采用簡單的反饋放大電路，調節電阻參數即可。

4 數字處理部分

4．1 A／D轉換

已放大的模擬信號要實現存儲和顯示，需要轉化為數字信號，因此要完成A／D轉換。A／D轉換首先解決采樣率和A／D轉換器的選型。

采樣率，美國心臟學會推薦的采樣率為500 Hz，但實際中不同應用有不同的采樣率，一般在125～1 000 Hz之間，監護時多采用200 Hz或250 Hz，輔助分析時多用400～500 Hz，而心電HOLTER一般取125～200 Hz。采樣精度為10 bit或12 bit。

對于A／D轉換器的選型，要根據電路形式、轉換速率、通道數目、采樣精度、功耗大小、供電電壓等因素綜合考慮，選出性價比較高的轉換器。在確定器件前，表2給出備選的幾款A／D轉換器的比較結果。

通過表2和實際項目的要求，最終確定使用MAXl97，其采樣位數，轉換速率，功耗，體積等方面均符合心電A／D轉換的要求。另外，該轉換器有8個模擬信號輸入端，可采集8路模擬信號，符合心電設備多導聯的要求。

控制模塊使用VHDL語言編程實現，根據MAXl97的時序圖，利用有限狀態機的方法實現控制模塊。具體內容是根據A／D轉換的進程，將轉換過程分為5個狀態：1）為初始化，寫入讀寫信號及通道選擇和轉換電壓范圍等控制字；2）為啟動轉換，在時鐘控制下，輸出信號使得A／D轉換器開始轉換；3）為判斷轉換是否完成，若未完成繼續轉換，若完成跳入下一個狀態；4）為讀低8位，給轉換結束標志信號hben賦值O，讀出已經轉換完的低8位；5）為讀高4位，給hben賦值1，讀出高4位。

圖6是根據上述狀態機VHDL語言實現后生成的圖元符號及控制模塊的仿真波形。從仿真波形上可以看出，該模塊符合A／D轉換器的時序要求，能在功能上實現對A／D轉換器的控制，得到所需要的數字信號。

A／D轉換器的控制信號由FPGA提供?；贔PGA平臺搭建一個A／D轉換的控制模塊。選擇FPGA做控制平臺，是由于FPGA有著豐富的可編程邏輯資源，利用這些資源可以實現心電設備中的控制存儲、顯示、按鍵、通信等其他模塊。這些模塊都在FPGA上完成就構成了片上系統，使得設備體積和可靠性都有了很大程度上的提高。選擇FPGA也是出于項目整體方案的考慮。

5 結束語

在項目的要求下，通過分析心電信號的特點，從幅值，頻率，噪聲等各方面有針對性的設計了心電采集電路，并對每一環節都做了仿真和測試，最大程度上精簡電路，滿足便攜式設備對體積的要求，同時保持較高的性能，能有效采集到心電信號。對采集到的心電信號，用FP-GA控制A／D轉換模塊，得到數字信號，以便后續的數字處理。另外，由于FPGA的豐富可編程資源，可以在這個采集系統基礎上升級為診斷并顯示的系統。