使用數字控制器設計多相降壓轉換器

近幾十年來，服務器和計算系統的復雜性隨著電力輸送 (PD) 要求的增加而增加。這使得穩壓器設計更具挑戰性，因為它需要在更高效率和快速動態響應之間以及在降低功率損耗和MOSFET尺寸之間進行權衡。服務器需要具有高電流、低電壓和快速瞬態響應的電源，這意味著這些設備必須在比其他應用中更高的頻率下工作。為了滿足這些需求，并聯運行多個降壓轉換器（稱為多相降壓轉換器）以驅動公共負載至關重要。多相降壓轉換器通常用于服務器和電信行業，以滿足高功率要求。

多相降壓轉換器的優點

系統的基頻有效地乘以它使用的相數。這允許轉換器在非常高的頻率下運行，這意味著轉換器可以用更小的組件和更少的輸出電容滿足更高的電流要求。

降壓轉換器必須具有快速瞬態響應，這意味著它必須能夠將能量從輸入快速傳輸到輸出。對于單相設計，這需要一個小的電感，這會產生大的、不切實際的電流紋波。通過使用并聯轉換器驅動負載（并且每個分支以相等的相移運行），穩態電壓紋波以及輸入和輸出 RMS 電流都降低了，需要更小的輸入和輸出電容。

這種電流紋波消除有效地允許使用更小的電感，這也減少了瞬態電壓尖峰。這要歸功于倍頻效應，其中紋波的幅度除以 N 個分支，其頻率是 N 倍。例如，一個 4 相應用產生的總電感電流紋波 (I OUT = I O1 + I O2 + I O3 + I O4 ) 小四倍，紋波頻率是單個相位的四倍 (見圖1）。

圖 1：總輸出電流紋波

多相轉換器還提高了轉換器的熱效率。通過在多相之間分配電流，還可以分擔功率損耗。這最大限度地減少了每個分支上的熱應力，減小了散熱器尺寸，并使整個解決方案更具成本效益。

多相降壓轉換器的挑戰

多相轉換器是提供具有極快響應時間的高功率水平的關鍵。但是，在某些應用中，例如服務器電源，系統所需的電源變化很大。例如，如果輸出電流為 100A，則需要所有相來提供電流，但如果電流下降到 10A，那么由于附加功率開關中的開關損耗，過多的相會降低效率。

實現數字控制器

數字控制器可以通過采用自適應切相和相位控制等控制方法來進一步提高效率，這些方法根據負載電流改變相位操作。設計人員可以使用這些策略在整個負載電流范圍內獲得所需的目標效率。

圖 2：切相

設計指標

表 1 顯示了對平均電源軌的要求。輸入電壓 (V IN ) 設置為 12V，這是大多數應用的常用值。輸出電流 (I TDC ) 為 220A，輸出電壓 (V OUT ) 為 1.8V，這是服務器應用中電壓軌的通用值。

表 1：電源軌規格

驅動器和 MOSFET選擇

在大多數多相轉換器中，每個相位都設計為將峰值電流限制在 40A 左右。然而，行業內的創新導致解決方案能夠處理顯著更高的峰值電流，MP86957等器件可提供高達 70A 的連續電流。此設計規則還取決于其他參數，例如空間限制或散熱器的使用及其熱特性。

實施多相轉換器解決方案

為了說明多相轉換器的好處，本文使用了一個保守的電流分布目標，即每支路約 40A，這是通過 7 相設計實現的。這種設計將最大電流保持在足夠低的水平，以使熱耗散和功率損耗更易于管理。

選定的開關頻率 (f SW ) 為 500kHz。在 7 相設計中，由于倍頻效應，這提供了 3.5MHz 的總輸出紋波頻率。

MP2965 被選為數字控制器，因為它可以配置為最多 7 相操作。該控制器使用脈寬調制控制根據輸入和輸出電壓實時調整 PWM。為了完善多相穩壓器解決方案，本設計還使用了MP86945A，這是一款能夠實現高達 60A 連續輸出電流的單片半橋。

圖 3：交錯式降壓轉換器框圖

選擇輸出電感

輸出電感是一個重要參數，因為電感電流中過大的紋波會導致速度和效率問題。每相的最大電流紋波 (ΔIL )必須設置在最大相電流的 20% 和 40% 之間。在本例中，選擇了 30% 的電流紋波，目標效率 (η) 設置為 90%。

電感 (L) 可以通過公式 (1) 估算：

其中 D 是占空比，使用公式 (2) 計算：

輸入應用值后，估計電感 (L) 為 220nH，如公式 (3) 所示：

選擇輸出電容

為確保電感電流連續工作，通常選擇降壓轉換器的最小電容來限制輸出電壓紋波。該紋波通常限制在平均輸出電壓的 1%。根據系統規范，電壓紋波設置為 18mV。輸出電容 (C OUT ) 可通過公式 (4) 和公式 (5) 計算：

在確定輸出電容時，請考慮轉換器中電流突變引起的電壓變化限制。換言之，還應計算輸出電容以將輸出電壓保持在其過壓 (V OVER ) 和欠壓 (V UNDER ) 閾值內。V UNDER可以用公式 (6) 估算：

其中 L EQ是等效電感（對于七相，L / 7），D MAX是最大占空比。

等式 (6) 的C OUT可以用等式 (7) 計算：

V OVER可以用公式 (8) 估算：

等式 (8) 的C OUT可以用等式 (9) 計算：

選擇上述方程中的最大值以滿足所有操作要求。

確定輸出電容后，計算電容器的等效串聯電阻 (ESR)，它限制了轉換器在穩態下工作時的輸出電壓紋波。輸出電壓紋波可通過公式 (10) 估算：

其中 ESR 可以用公式 (11) 和公式 (12) 計算：

請注意，所需的 ESR 值非常小。要在不減小電容器值或尺寸的情況下獲得如此小的 ESR 值，請并聯幾個較小的電容器。這將電容相加，同時降低 ESR。

選擇輸入電容

輸入電容器為轉換器提供低阻抗電壓源并過濾輸入電流紋波。此外，在設計中添加相位會降低總輸入 RMS 電流，并將自熱效應降至最低。圖 4 顯示了根據相數和轉換器占空比的歸一化電流值。

圖 4：作為占空比和相數函數的歸一化 RMS 電流

根據應用規范，通常選擇降壓轉換器的輸入電容來限制輸入電壓紋波。對于此應用，ΔV IN的值為 240mV，輸入電容 (C IN ) 可通過公式 (12) 和公式 (13) 估算：

結論

由于服務器系統對性能的要求很高，因此在大多數服務器和計算設計中都需要多相降壓轉換器，以滿足瞬態響應要求并能夠承受大電流。MP2965 雙通道、多相控制器以最少的輸出電容提供設計靈活性和快速瞬態響應，而 MP86945A 功率級集成了驅動器和 MOSFET，以確保高效率和性能。


審核編輯：劉清