降低熱插拔控制電路的電路電流

摘要：當熱插拔控制電路的輸出發生短路時，會觸發內部斷路器功能并斷開電路。但在內部斷路器做出反應之前，剛開始的短路電流可能達到數百安培。通常熱插拔控制器斷路器的延遲時間是200ns至400ns，再加上柵極下拉電流有限，柵極關閉時間可能需要10μs至50μs。在此期間，會產生較大的短路電流。

本應用筆記給出了一個簡單的外部電路，它能將初始電流尖峰降至最小并在200至500ns內隔離短路故障。

典型熱插拔電路

我們來考察采用MAX4272構建的+12V、6A典型熱插拔控制電路(圖1)。根據MAX4272的規格指標，可知其包含觸發門限分別為50mV和200mV的低速和快速比較器(整個溫度范圍內，容限分別為43.5mV至56mV和180mV至220mV)。觸發電流大小通常為工作電流的1.5至2.0倍，選擇RSENSE = 5mΩ。RSENSE允許有5%的容限，過載條件下低速比較器的觸發電流范圍是8.28至11.76A；發生短路時，快速比較器的觸發電流范圍是34A至46.2A。


圖1. 典型的熱插拔控制電路

低速比較器的最低觸發門限比正常工作電流高38%，快速比較器的短路觸發門限是工作電流的6至8倍。

快速比較器的延遲時間為350ns，這一時段的短路電流尖峰僅受限于電路阻抗。此后電流緩慢下降，直至完全隔離短路故障，3mA柵極下拉電流限制了MOSFET M1柵極電容(3nF至4nF)的放電速率。短路電流在15μs至40μs內緩慢減小，與此同時，柵極電壓從19V被拉到接近地電位。

峰值短路電流

最初350ns內的峰值電流由以下因素決定：
(a) 電源ESR，(b) 短路狀態，(c) RSENSE阻值，(d) M1的RDS(ON)，(e) M1的ID(ON)。

以上參數均采用最接近實際情況的取值，可以計算出短路時電路的總阻抗：
(電源ESR ≈ 4mΩ) + (短路環節 ≈ 3mΩ) + (RSENSE = 5mΩ) + (RD(ON) ≈ 4mΩ) ≈ 16mΩ。

這時，短暫的峰值電流為：ISC ≈ 750A，并取決于電源的儲能電容(帶2200μF電容的低ESR背板以750A電流放電時，1μs內電壓僅降低340mV)。這種情況下，實際的峰值ISC會由M1的ID(ON)限制到400A左右。

ID(ON)取決于VGS，因此有必要檢查電路，以確定這一時段的柵-源電壓。MAX4272包含一個內部電荷泵，可使正常工作時的柵極電壓高出VIN約7V。因而MOS管導通時VGS = 7V。

短路的第二個影響是它實際上增加了VGS。短路在M1的漏-源之間引入了一個電壓階躍 -等于總輸入電壓的一部分。由于M1的RD(ON)約為預估的短路總阻抗的1/3，此時施加的VDS約為12V階躍電壓的1/3。由漏-柵電容cdg和柵-源電容cgs組成的分壓器會將該階躍電壓的一部分轉移到柵極。經過適當計算，可知引入的額外ΔVGS為300mV至500mV，但短路期間進行的測試表明該值可高達ΔVGS = +3V。

至此可以清楚地看出，牢固可靠的短路會在幾微秒至幾十微秒內產生數百安培的電流。

設計者可能希望將ISC峰值限制在50A，持續時間小于1μs，但如果不增加更快速的比較器和柵極下拉電路的話，這一要求是不切實際的。然而，可以考慮對電路做一些簡單的修改。

1. 在內部快速比較器最初的350ns響應時間內，電流會由ID(ON)限制在幾百安以內，此時可以通過增加一個簡單的外部電路來加快柵極放電，從而將短路持續時間限制≤ ?μs。
2. 或者用一個稍復雜的外部電路將Isc峰值限制在100A范圍內，并且持續時間≤ 200ns。

快速柵極下拉電路限制大短路電流的持續時間

只需增加一個PNP型達林頓管Q1，即可極大地縮短大短路電流的持續時間，如圖2所示。二極管D1允許柵極在導通狀態下正常充電，而關斷時控制器的3mA柵極放電電流改為直接驅動Q1的基極。然后Q1在約100ns時間內迅速完成柵極放電。這樣，發生短路時的大電流持續時間大為縮短，僅略大于快速比較器350ns的延遲時間。


圖2. 具有快速柵極下拉的熱插拔控制器

快速限流電路

借助圖3所示的電路，可以將短路電流限制在約100A以下，持續時間小于200ns。當RSENSE兩端的電壓差達到約600mV時，PNP型晶體管Q1a將觸發并驅動NPN型晶體管Q1b，從而使M1的柵極電容快速放電。


圖3. 具有快速短路峰值電流限制功能的熱插拔控制器

M1柵極和源極之間的C2可進一步減小發生短路時作用在柵極上的正向瞬態階躍電壓，該電容的取值范圍為10nF至100nF。

齊納二極管D1用來將VGS限制到7V (MAX4272提供該電壓)以下的某個值。

雖然齊納二極管D1在偏置電流為5mA時的額定值為5.1V，但在本電路中，MAX4272僅能輸出100μA的柵極充電電流(齊納二極管偏置電流)，因此D1會將VGS限制在3.4V左右。受到限制的VGS可降低ID(ON)，當然RD(ON)會增大一些。根據MOS管的數據資料可知：VGS為3.4V時RD(ON)為5mΩ，VGS為7V時RD(ON)為3mΩ。這樣可以更快地關斷M1。

D1和C2也可以用在圖1和圖2的電路中，以降低短路時的ID(ON)。

測試方法-造成短路

沒有什么比制造短路更簡單了。

但要產生牢固可靠并且重復性較好的短路情況非常富有挑戰性。本測試對以下幾種制造短路的方法進行了評估。

• 機械開關閉合時總會出現幾毫秒的觸點抖動過程。旋轉式多觸點開關似乎可以避免類似情況發生，但由于多次大電流閉合所形成的電火花會腐蝕觸點，因此開關的重復性令人懷疑。
• 大電流繼電器觸點閉合時也會產生抖動，并且會表現出不同的閉合電阻。
• 實驗證明，可控硅整流器的電流上升速率不盡人意。
• 大電流汞位移繼電器是人們寄予厚望的最佳方法，但結果并不令人滿意。一個標稱阻抗4mΩ的60A、600V汞繼電器在剛開始接觸時阻抗為40mΩ，隨著電流脈沖流過15μs后會輕松降至4mΩ。
• 手工短路操作可提供一種隨意的、斷續并且非重復性的短接方式，具有較強的隨機性！可以獲得非常陡的電流波前沿。綜上所述，盡管觸點腐蝕對每次閉合的重復性有影響，但這種方法仍是最有效(和最經濟)的。

最可行的實驗室方法是采用多個大輸出CMOS施密特線路驅動器來驅動多個并連、低RD(ON)、NMOS晶體管。由于時間和資源所限，這一方案未被采納。

如果在實驗室里通過機械手段，來始終如一地產生帶陡峭電流波前的真正低阻短路故障極為困難。電路工作時幾乎肯定會經歷這種意外短路故障。

通常人為制造短路將產生如圖4所示的電容放電電流和電壓波形。上方曲線是選擇5V/div檔位時記錄的短路輸出電壓， 可以看出大部分時間(25μs/div)內電容放電不足一半。下方曲線是選擇25A/div檔位時記錄的短路電流，可清楚地顯示出接觸是斷斷續續的。


圖4. 不規則的機械短路信號波形

構建ESR低于5mΩ的電源也不容易。盡管如此，仍竭盡全力構建了一個低ESR (4–5mΩ)的電壓源，經細心測量，可知在100A短路情況下電壓下降440mV。該電壓源的輸入端直接并聯了1個5500μF的計算機等級電解電容、1個3.3μF多層陶瓷電容以及6個100μF專業聚合物鋁電解電容，并由1個10A電源驅動。

短路電流波形

圖1所示電路(未作改進)的短路電流波形如圖5所示。由于測量的是電流檢測電阻RS兩端的電壓，并且示波器地與測試電路的+12V輸入端相連，因此信號波形看上去是反相的。RS為6mΩ，電壓檔位選擇1V/div，峰值電壓為2400mV或400A。電流波前并不像接觸良好時一樣陡峭。


圖5. 電路未作改動時具有400A峰值短路電流

觀察圖6所示的電壓信號波形有助于加深理解，圖中給出了短路時的輸出電壓、M1柵極電壓波形以及RS兩端的電壓。所有電壓均以+12V輸入為參考。


圖6. 電路未作改動時的短路電壓和電流波形

VOUT - VIN信號波形顯示，短路期間VOUT下降了7V，這表明短路阻抗只略低于總電路阻抗的?。更低阻抗的短路故障會產生高于400A的峰值電流。信號波形還表明在開始的300ns內短路不是完全牢固可靠；這導致了VSENSE信號波形緩慢下落。

由VGATE波形可以看出，最初VGS = 7V，由于VOUT下降，1μs后增至10V左右。5μs后VGS僅降至9V，20μs時降至6V，33μs時降至4V。由于放電電流僅為3mA，因此柵極放電緩慢。這樣一來，發生短路故障后27μs內短路電流仍為100A。

圖2的快速柵極下拉電路不大會降低最初的短路電流，但PNP型達林頓管下拉會迅速終止電流信號波形。這種配置下的短路電流信號波形如圖7所示，峰值電流仍為2400mV或400A，但快速比較器在370ns觸發后，電流可在50ns內阻斷。還應注意，短路電流信號波形是非常陡峭的，表明機械短路非?？煽?。


圖7. 快速下拉電路的短路電流波形

當電路電容給輸入電容充電時電源電流發生反向，并導致+12V輸入端出現一個小幅正向過沖。

圖3的快速短路峰值電流限制電路在限制峰值電流以及短路電流持續時間方面均有效。如圖8所示，RS (6mΩ)兩端的電壓峰值為600mV，對應100A峰值電流。短路電流阻斷極其迅速，電流脈沖在200ns內完全終止。


圖8. 改進后熱插拔控制器電路的短路電流脈沖

利用該技術可將背板電源干擾降至最低，如圖9所示，會在測試方法一節中提到的+12V電源上產生小于±500mV的峰值電壓干擾。


圖9. 圖3電路發生短路時引起的背板干擾

再次看到陡峭的電流波前，表明這是一個質量非常高的短路狀態。遺憾的是，很難復現這樣的陡峭電流波形。

那么發生了什么?

PNP-NPN檢測/下拉電路終止短路電流(然后解除控制)如此迅速，以至于MAX4272快速比較器沒有足夠的時間觸發(響應時間 = 350ns)。圖10顯示了500μs時段的VGS信號波形(短路開始后450μs)。由于100μA的柵極充電電流仍然存在，已經被放電的柵極電壓又開始上升。大約130μs后，柵極電壓被充分充電(3V)，VOUT升至大約1V，這時短路電流再次開始流動。重新充電的過程很慢，足以使快速比較器在電流為33A時觸發(200mV/6mΩ)，IC將執行關斷和閉鎖操作。

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圖10. 短路情況下 VGS的時間壓縮視圖

結論

當熱插拔控制電路發生短路故障時，本文討論的兩種電路都可以通過限制功耗來保護背板電源。圖2所示的簡單電路能夠將短路電流持續時間縮短到500ns以內；圖3電路稍微復雜些，但可將短路電流限制在100A以內，并且短路電流脈寬小于200ns。

以上任何一種技術都適用于大多數熱插拔控制電路。

取決于電源內阻、短路阻抗以及短路故障本身的特性和故障發生時間，個別測試結果會存在一定差異。