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第1部分 — 規范與測量
簡介
多數電源應用必須減少電磁干擾 (EMI) 以滿足相關要求，系統設計人員必須嘗試各種方法來減少傳導和輻射發射。
電磁兼容性 (EMC) 標準的合規性（例如，針對多媒體設備的 CISPR 32，針對汽車應用的 CISPR 25）是一項非常重要的任務，與產品開發成本和上市時間息息相關。
對于 DC/DC 轉換器而言，雖然采用開關更快的電源器件可以提升開關頻率并縮小尺寸，但在開關轉換期間出現的開關電壓和電流轉換率（dv/dt 和 di/dt）有所提升，通常引起 EMI 加劇，導致整個系統出現問題。
例如，氮化鎵 (GaN) 電源器件的開關速度極快，導致高頻條件下的 EMI 增加 10dB。EMI 濾波器是電力電子系統不可或缺的組成部分，在總體積和總重量方面占比相對較大。因此，必須非常關注系統的 EMI 降噪和抑制，不僅要滿足 EMC 規范，還需降低解決方案成本并提高系統功率密度。
本文是 EMI 系列文章的第一部分，回顧了相關標準和測量技術，主要側重于傳導發射。表 1 列出了與 EMI 有關的常用縮寫和命名法。
表 1：與 EMI 和 EMC 相關的常見縮略語、縮寫和單位
EMC?監管規范
EMC 指系統或內含元器件在其電磁環境中按要求運行，不會對環境中的任何設備產生超出容限的電磁干擾的能力。此類干擾可能造成嚴重后果，因此各種國內和國際監管規范中均設立了 EMC 條款。
在歐盟區域內，通信市場銷售的電源產品多年來通常采用 EN 55022/CISPR 22 產品標準，從而在傳導和輻射發射兩方面滿足合規性要求，歐盟之外參照此標準的電源產品使用 CE 符合性聲明 (DoC)，滿足歐盟 EMC 指令 2014/30/EU 的合規性。
針對北美市場設計的產品符合 FCC 第 15 部分 的限值。IEC 61000-6-3 和 IEC 61000-6-4 通用 EMC 標準分別適用于輕工業和工業環境。
然而，在輻射方面，EN 55032 產品標準已取代 EN 55022 (ITE)、EN 55013（廣播接收器和相關設備）和 EN 55103-1（音視頻設備）。這一新標準正式成為符合 EMC 指令的統一輻射標準 [8]。更具體地說，之前根據 EN 55022 進行測試并在 2017 年 3 月 2 日后運往歐盟的所有產品，必須符合 EN 55032 的要求。
隨著 EN 55022 標準撤銷并由 EN 55032 取代，電源制造商和供應商需要按照新標準更新其 DoC 證書，從而合法地使用 CE 認證徽標。圖 1 顯示了在 150kHz 至 30MHz 的適用頻率范圍內，使用準峰值 (QP) 和平均值 (AVG) 信號檢測器進行的傳導發射的 EN 55022/32 A 類和 B 類限值。
圖 1：使用準峰值和平均值檢測器的 EN 55022 A 類和 B 類傳導發射限值
對于汽車終端設備，未來 EMC 合規性的主要推動力無疑來自于通過車輛間通信支持的自主車輛。針對“板載接收器保護”的 CISPR 25 規范已針對傳導發射設置了嚴格的限制，在 FM 頻帶（76MHz 至 108MHz）的限制尤為嚴格。
從監管角度而言，UNECE 10 號法規在 2014 年 11 月取代了歐盟的汽車 EMC 指令 2004/104/EC，其中要求制造商必須取得所有車輛、電子元器件 (ESA)、元器件和獨立技術單元的型式認證。
CISPR 25 測試的傳導發射均在 150kHz 至 108MHz 頻率范圍的特定頻帶內進行測量。具體而言，調節頻率范圍分布在 AM 廣播、FM 廣播和移動服務頻帶之間，如圖 2 中的圖象和表格所示。圖 2 還繪制了 CISPR 25 5 類（最嚴苛的要求）的相關限值圖象。盡管頻帶之間的帶隙允許更高的噪聲尖峰，但汽車制造商可能會根據其特定的內部 EMC 要求選擇擴展這些頻率范圍。這些要求通?；趪H IEC 標準，僅更改不同測試或限值的少量參數，其核心內容保持不變。
圖 2：CISPR 25 5 類傳導發射限值
為了應對 CISPR 25 限值帶來的挑戰，尤其是 FM 頻帶方面，請注意，50Ω 測量電阻產生的 18dBμV 對應的噪聲電流僅為 159nA。
測量傳導?EMI
LISN 測量 EUT 產生的傳導發射。它是插入 EMI 源和電源之間測量點的接口，確保 EMI 測量結果的可重復性和可比較性。圖 3 所示為根據 CISPR 16-1-2或 ANSI C63.4。標準定義的標準 50μH LISN 的功能等效電路（并非完整原理圖）。
LISN 提供：
在給定頻率范圍內，產生經過校準的穩定信號源阻抗。
在該頻率范圍內，將 EUT 和測量設備與輸入電源隔離。
與測量設備建立安全適用的連接。
單獨測量兩條線路的總噪聲級別，圖 3 中以 L 和 N 表示。
圖 3：使用 V 型 LISN 進行的傳導發射測量 簡而言之，使用信號源阻抗已知的預定義測試方案能夠獲得可重復性結果。注：LISN 可能包含一個或多個獨立 LISN 電路。 LISN 的實質是 pi 濾波器網絡。通過低通電感-電容 (LC) 濾波器，EUT 與輸入電源線 L 和 N 相連，如圖 3 所示。LISN 電感值基于在產品理想安裝狀態下，電源線的預期電感。 CISPR 16 和 ANSI C63.4 為 LISN 指定了一個 50μH 電感，該值與電信設備中約 50 米的配電布線系統的電感相符。相反，CISPR 25 指定 5μH LISN，與汽車線束的近似電感相對應。? LISN 為噪聲發射信號提供明確定義的阻抗。LISN 制造商通常提供校準曲線，指示特定測量頻率范圍內的標稱阻抗。根據 CISPR 16-1-2，允許的容差是 ±20% 的幅值和 ±11.5° 的相位。 對于使用 EMI 接收器或頻譜分析儀進行的測量，噪聲信號可通過高通濾波器網絡（如圖 3 所示）獲得，該網絡的耦合電容為 0.1μF，放電電阻為 1kΩ，測量端口的端接電阻為 ?50Ω 。圖 4 顯示了在 150kHz 至 30MHz 的頻率范圍，(50μH + 5Ω) || 50Ω LISN 的模擬阻抗圖。
圖 4：在 150kHz 至 30MHz 的調節頻率范圍內，測量端口處的 50Ω，50μH LISN 標稱阻抗特性 針對汽車應用的?CISPR 25?測試裝置 圖 5 顯示了 CISPR 25 推薦的傳導發射測試裝置。該標準定義了待測系統的處理方式以及測量方案和設備。根據 CISPR 25 規范，LISN 在此處指定為 AN。當汽車功率回流線超過 200mm 時，EUT 遠程接地，需要兩個 AN：二者分別用于正電源線和功率回流線。相反，如果汽車功率回流線不超過 200mm，則 EUT 本地接地，只需將一個 AN 應用于正電源。 AN 直接安裝在基準接地平面之上，AN 外殼與接地平面相連。電源回流線還與電源和 AN 之間的接地平面相連。將 EMI 接收器連接到相應 AN 的測量端口可確保成功測量每條電源線上的傳導發射。與此同時，插入另一條電源線的 AN 的測量端口端接 50Ω 負載。
圖 5：CISPR 25 傳導 EMI 測試方案（電壓法）概述 圖 6 顯示了用于預合規測試的 CISPR 25 傳導發射試驗室 [11]。LISN 是右側的藍色箱體，鋰離子汽車電池位于其后，DUT 位于左側的絕緣材料上。為了在特定電源電壓下（例如 13.5V）進行測試，使用可變電壓源從試驗室外部通過隔板饋電。結果通過各自的 LISN 在線路端（熱回路）和返回端（接地）獲取。
圖 6：使用兩個單極 LISN 和銅箔接地平面的 CISPR 25 傳導 EMI 測試裝置 圖 7 顯示了典型的 CISPR 25 傳導 EMI 掃描結果，黃色和藍色分別表示峰值和平均測量值。我們可以看到 DC/DC 轉換器安靜地運行，傳導發射遠低于嚴格的 5 類限值。這種測量技術在 30MHz 以上發生改變，因為 EMI 接收器的 RBW 從 9kHz 調整為 120kHz，可能導致測量噪底發生變化。
圖 7：典型的 CISPR 25 傳導 EMI 測量 總結 有意或者無意產生的電磁能量均對其他設備造成電磁干擾。商業產品需要在正常運行過程中將產生的電磁能量降至最低水平。 世界各地的許多管理機構均對允許最終產品產生的傳導和輻射 EMI 的等級進行了規定。采用適用的測量技術可以定量分析此類發射，以便采取適當的措施符合法規的合規性。 EMC 要求通常事關在 AC 電源線（和信號線）所測量系統的整體情況，而 DC/DC 轉換器作為子元器件，并沒有具體的 EMC 限值。然而，用戶可以執行預合規性測試，確定 EMI 是否造成不良影響。
第 2 部分 — 噪聲傳播和濾
簡介 高開關頻率是在電源轉換技術發展過程中促進尺寸減小的主要因素。為了符合相關法規，通常需要采用電磁干擾 (EMI) 濾波器，而該濾波器通常在系統總體尺寸和體積中占據很大一部分，因此了解高頻轉換器的 EMI 特性至關重要。 在本系列文章的第 2 部分，您將了解差模 (DM) 和共模 (CM) 傳導發射噪聲分量的噪聲源和傳播路徑，從而深入了解 DC/DC 轉換器的傳導 EMI 特性。本部分將介紹如何從總噪聲測量結果中分離出 DM/CM 噪聲，并將以升壓轉換器為例，重點介紹適用于汽車應用的主要 CM 噪聲傳導路徑。 DM?和?CM?傳導干擾 DM 和 CM 信號代表兩種形式的傳導發射。DM 電流通常稱為對稱模式信號或橫向信號，而 CM 電流通常稱為非對稱模式信號或縱向信號。圖 1 顯示了同步降壓和升壓 DC/DC 拓撲中的 DM 和 CM 電流路徑。Y 電容 CY1?和 CY2?分別從正負電源線連接到 GND，輕松形成了完整的 CM 電流傳播路徑。
圖 1：同步降壓 (a) 和升壓 (b) 轉換器 DM 和 CM 傳導噪聲路徑 DM?傳導噪聲 DM 噪聲電流 (IDM) 由轉換器固有開關動作產生，并在正負電源線 L1 和 L2 中以相反方向流動。DM 傳導發射為“電流驅動型”，與開關電流 (di/dt)、磁場和低阻抗相關。DM 噪聲通常在較小的回路區域流動，返回路徑封閉且緊湊。 例如，在連續導通模式 (CCM) 下，降壓轉換器會產生一種梯形電流，且這種電流中諧波比較多。這些諧波在電源線上會表現為噪聲。降壓轉換器的輸入電容（圖 1 中的 CIN）有助于濾除這些高階電流諧波，但由于電容的非理想寄生特性（等效串聯電感 (ESL) 和等效串聯電阻 (ESR)），有些諧波難免會以 DM 噪聲形式出現在電源電流中，即使在添加實用的 EMI 輸入濾波器級之后也于事無補。 CM?傳導噪聲 另一方面，CM 噪聲電流 (ICM) 會流入接地 GND 線并通過 L1 和 L2 電源線返回。CM 傳導發射為“電壓驅動型”，與高轉換率電壓 (dv/dt)、電場和高阻抗相關。在非隔離式 DC/DC 開關轉換器中，由于 SW 節點處的 dv/dt 較高，產生了 CM 噪聲，從而導致產生位移電流。該電流通過與 MOSFET 外殼、散熱器和 SW 節點走線相關的寄生電容耦合到 GND 系統。與轉換器輸入或輸出端的接線較長相關的耦合電容也可能構成 CM 噪聲路徑。 圖 1 中的 CM 電流通過輸入 EMI 濾波器的 Y 電容（CY1?和 CY2）返回。另一條返回路徑為，通過 LISN 裝置（在本系列文章的第 1 部分中討論過）的 50Ω 測量阻抗返回，這顯然是不合需要的。盡管 CM 電流的幅值遠小于 DM 電流，但相對來說更難以處理，因為它通常在較大的傳導回路區域流動，如同天線一般，可能增加輻射 EMI。 圖 2 顯示了 Fly-Buck（隔離式降壓）轉換器的 DM 和 CM 傳導路徑。CM 電流通過變壓器 T1?的集總繞組間電容（圖 2 中的 CPS）流到二次側，并通過接地 GND 連接返回。圖 2 還顯示了 CM 傳播的簡化等效電路。
圖 2：Fly-Buck 隔離式轉換器 DM 和 CM 傳導噪聲傳播路徑 (a)；CM 等效電路 (b) 在實際的轉換器中，以下元件寄生效應均會影響電壓和電流波形以及 CM 噪聲：
MOSFET 輸出電容 (COSS)。
整流二極管結電容 (CD)。
主電感繞組的等效并聯電容 (EPC)。
輸入和輸出電容的等效串聯電感 (ESL)。
相關內容，我將在第 3 部分中進一步詳細介紹。 噪聲源和傳播路徑 正如第 1 部分所述，測量 DC/DC 轉換器傳導發射（對于 CISPR 32 標準，規定帶寬范圍為 150kHz 至 30MHz；對于 CISPR 25 標準，則規定頻率范圍為更寬的 150kHz 至 108MHz）時，測量的是每條電源線上 50Ω LISN 電阻兩端相對于接地 GND 的總噪聲電壓或“非對稱”干擾。 圖 3 顯示了 EMI 噪聲的產生、傳播和測量模型。噪聲源電壓用 VN?表示，噪聲源和傳播路徑阻抗分別用 ZS?和 ZP?表示。LISN 和 EMI 接收器的高頻等效電路僅為兩個 50Ω 電阻。圖 3 還顯示了相應的 DM 和 CM 噪聲電壓 VDM?和 VCM，它們由兩條電源線的總噪聲電壓 V1?和 V2?計算得出。DM（或“對稱”）電壓分量定義為 V1?和 V2?矢量差的一半；而 CM（或“非對稱”）電壓分量定義為 V1?和 V2?矢量和的一半。請注意，本文提供的 VDM?通用定義與 CISPR 16 標準規定的值相比，可能存在 6dB 的偏差。
圖 3：傳導 EMI 發射模型，其中顯示了噪聲源電壓、噪聲傳播路徑和 LISN 等效電路 CM 噪聲源阻抗主要是容性阻抗，并且 ZCM?隨頻率的增大而減小。而 DM 噪聲源阻抗通常為阻性和感性阻抗，并且 ZDM?隨頻率的增大而增大。? 要降低傳導噪聲水平，確保噪聲源本身產生較少的噪聲是其中的一種方法。對于噪聲傳播路徑，可以通過濾波或其他方法調整阻抗，從而減小相應的電流。例如，要降低降壓或升壓轉換器中的 CM 噪聲，需要降低 SW 節點 dv/dt（噪聲源）、通過減小接地寄生電容來增大阻抗、或者使用 Y 電容和/或 CM 扼流器進行濾波。本系列文章的第 4 部分將詳細介紹 EMI 抑制技術分類。 DM?和?CM EMI?濾波 無源 EMI 濾波是最常用的 EMI 噪聲抑制方法。顧名思義，這類濾波器僅采用無源元件。將這類濾波器設計用于電力電子設備時特別具有挑戰性，因為濾波器端接的噪聲源（開關轉換器）和負載（電線線）阻抗是不斷變化的。 圖 4a 顯示了傳統的 p 型 EMI 輸入濾波器，以及整流和瞬態電壓鉗位功能（為直流/交流輸入供電的 DC/DC 轉換器提供 EMC 保護）。此外，圖 4 還包括本系列文章第 1 部分中的 LISN 高頻等效電路。
圖 4：傳統的 EMC 輸入濾波器 (a)，包括 DM 等效電路 (b) 和 CM 等效電路 (c) 典型 EMI 濾波器的兩個 CM 繞組相互耦合，這兩個繞組的 CM 電感分別為 LCM1?和 LCM2。DM 電感 LDM1?和 LDM2?分別是兩個耦合的 CM 繞組的漏電感，并且還可能包括分立的 DM 電感。CX1?和 CX2?為 DM 濾波器電容，而 CY1?和 CY2?為 CM 濾波器電容。 通過將 EMI 濾波器去耦為 DM 等效電路和 CM 等效電路，可簡化其設計。然后，可以分別分析濾波器的 DM 和 CM 衰減。去耦基于這樣的假設，即 EMI 濾波器具有完美對稱的電路結構。在實現的對稱濾波器中，假設 LCM1?= LCM2?= LCM，CY1?= CY2?= CY，LDM1?= LDM2?= LDM，并且印刷電路板 (PCB) 布局也完美對稱。DM 等效電路和 CM 等效電路分別如圖 4b 和圖 4c 所示。 但是，嚴格來說，實際情況下并不存在完美對稱，因此 DM 和 CM 濾波器并不能完全去耦。而結構不對稱可能導致 DM 噪聲轉變成 CM 噪聲，或者 CM 噪聲轉變成 DM 噪聲。通常，與轉換器噪聲源和 EMI 濾波器參數相關的不平衡性可能導致這種模式轉變。? DM?和?CM?噪聲分離 傳導 EMI 的初始測量結果通常顯示 EMI 濾波器衰減不足。為了獲得適當的 EMI 濾波器設計，必須獨立研究待測設備 (EUT) 產生的傳導發射的 DM 和 CM 噪聲電壓分量。? 將 DM 和 CM 分開處理有助于確定相關 EMI 源并對其進行故障排除，從而簡化 EMI 濾波器設計流程。正如我在上一部分強調的那樣，EMI 濾波器采用了截然不同的濾波器元件來抑制 DM 和 CM 發射。在這種情況下，一種常見的診斷檢查方法是將傳導噪聲分離為 DM 噪聲電壓和 CM 噪聲電壓。 圖 5 顯示了無源和有源兩種實現形式的 DM/CM 分離器電路，該電路有助于直接同時測量 DM 和 CM 發射。圖 5a 中的無源分離器電路 [4] 使用寬帶 RF 變壓器（如 Coilcraft 的 SWB1010 系列）在 EMI 覆蓋的頻率范圍內實現可接受的分離結果，其中 T1?和 T2?的特征阻抗 (ZO) 分別為 50Ω 和 100Ω。將一個 50Ω 的電阻與 DM 輸出端口的頻譜分析儀的輸入阻抗串聯，實現圖 3 中提供的 VDM?表達式的“除 2”功能。
圖 5：實現的用于分離 DM/CM 噪聲的無源 (a) 和有源 (b) 電路 圖 5b 展示的是使用低噪聲、高帶寬運算放大器的有源分離器電路。U1?和 U2?實現了 LISN 輸出的理想輸入阻抗矩陣，而 U3?和 U4?分別提供 CM 和 DM 電壓。LCM?是一個 CM 線路濾波器（例如 Würth Elektronik 744222），位于差分放大器 U4?的輸入端，用于增大 DM 結果的 CM 抑制比（共模抑制比 [CMRR] - ￥dB）并最大限度地減少 CM/DM 交叉耦合。 實際電路示例?-?汽車同步升壓轉換器 考慮圖 6 中所示的同步升壓轉換器。該電路在汽車應用中很常見，通常作為預升壓穩壓器在冷啟動或瞬態欠壓條件下保持電池電壓供應。
圖 6：汽車同步升壓轉換器（采用 50Ω/5μH LISN，用于 CISPR 25 EMI 測試） 在車輛底盤接地端直接連接一個 MOSFET 散熱器，可以提高轉換器的熱性能和可靠性，但共模 EMI 性能會受到影響。圖 6 所示的原理圖中，包含升壓轉換器以及 CISPR 25 建議采用的兩個 LISN 電路（分別連接在 L1 和 L2 輸入線上）。? 考慮到升壓轉換器的 CM 噪聲傳播路徑，圖 7 將 MOSFET Q1?和 Q2?替換為等效的交流電壓流和電流源。圖 7 中，還呈現了與升壓電感 LF、輸入電容 CIN?和輸出電容 COUT?相關的寄生分量部分。特別是 CRL-GND，它是負載電路與底盤 GND 之間的寄生電容，包括長負載線和布線以及下游負載配置（例如，二次側輸出連接到底盤接地的隔離式轉換器，或者用大型金屬外殼固定到底盤上的電機驅動系統）所產生的寄生電容。
圖 7：具有 LISN 的同步升壓拓撲的高頻等效電路，只有在 LISN 中流動的 CM 電流路徑與 CM 發射測量相關 漏源開關（SW 節點）電壓的上升沿和下降沿代表主要的 CM 噪聲源。CP1?和 CP2?分別代表 SW 與底盤之間以及 SW 與散熱器之間的有效寄生電容。圖 8 顯示了 SW 節點電容（電場）耦合為主要 CM 傳播路徑時簡化的 CM 噪聲等效電路。
圖 8：連有 LISN 的同步升壓電路及其簡化 CM 等效電路 總結 對于電力電子工程師而言，了解各種電源級拓撲中 DM 和 CM 電流的相關傳播路徑（包括與高 dv/dt 和 di/dt 開關相關的電容（電場）和電感（磁場）耦合）非常重要。在 EMI 測試過程中，將 DM 和 CM 發射分開處理有助于對相關 EMI 源進行故障排除，從而簡化 EMI 濾波器設計流程。 在即將發表的本系列文章第三部分中，將全面介紹影響轉換器開關性能和 EMI 信號的電路元件寄生部分。
第 3 部分 —了解功率級寄生效應 ?
DC/DC 轉換器中半導體器件的高頻開關特性是主要的傳導和輻射發射源。本文章系列的第 2 部分回顧了 DC/DC 轉換器的差模 (DM) 和共模 (CM) 傳導噪聲干擾。在電磁干擾 (EMI) 測試期間，如果將總噪聲測量結果細分為 DM 和 CM 噪聲分量，可以確定 DM 和 CM 兩種噪聲各自所占的比例，從而簡化 EMI 濾波器的設計流程。高頻下的傳導發射主要由 CM 噪聲產生，該噪聲的傳導回路面積較大，進一步推動輻射發射的產生。 在第 3 部分中，我將全面介紹降壓穩壓器電路中影響 EMI 性能和開關損耗的感性和容性寄生元素。通過了解相關電路寄生效應的影響程度，可以采取適當的措施將影響降至最低并減少總體 EMI 信號。一般來說，采用一種經過優化的緊湊型功率級布局可以降低 EMI，從而符合相關法規，還可以提高效率并降低解決方案的總成本。 檢驗具有高轉換率電流的關鍵回路 根據電源原理圖進行電路板布局時，其中一個重要環節是準確找到高轉換率電流（高 di/dt）回路，同時密切關注布局引起的寄生或雜散電感。這類電感會產生過大的噪聲和振鈴，導致過沖和地彈反射。圖 1 中的功率級原理圖顯示了一個驅動高側和低側 MOSFET（分別為 Q1?和 Q2）的同步降壓控制器。 以 Q1?的導通轉換為例。在輸入電容 CIN?供電的情況下，Q1?的漏極電流迅速上升至電感電流水平，與此同時，從 Q2?的源極流入漏極的電流降為零。MOSFET 中紅色陰影標記的回路和輸入電容（圖 1 中標記為“1”）是降壓穩壓器的高頻換向功率回路或“熱”回路 。功率回路承載著幅值和 di/dt 相對較高的高頻電流，特別是在 MOSFET 開關期間。
圖 1：具有高轉換率電流的重要高頻開關回路 圖 1 中的回路“2”和“3”均歸類為功率 MOSFET 的柵極回路。具體來說，回路 2 表示高側 MOSFET 的柵極驅動器電路（由自舉電容 CBOOT?供電）?；芈?3 表示低側 MOSFET 柵極驅動器電路（由 VCC?供電）。這兩條回路中均使用實線繪制導通柵極電流路徑，以虛線繪制關斷柵極電流路徑。 寄生組分和輻射?EMI EMI 問題通常涉及三大要素：干擾源、受干擾者和耦合機制。干擾源是指 dv/dt 和/或 di/dt 較高的噪聲發生器，受干擾者指易受影響的電路（或 EMI 測量設備）。耦合機制可分為導電和非導電耦合。非導電耦合可以是電場（E 場）耦合、磁場（H 場）耦合或兩者的組合 - 稱為遠場 EM 輻射。近場耦合通常由寄生電感和電容引起，可能對穩壓器的 EMI 性能起到決定性作用，影響顯著。 功率級寄生電感 功率 MOSFET 的開關行為以及波形振鈴和 EMI 造成的后果均與功率回路和柵極驅動電路的部分電感相關。圖 2 綜合顯示了由元器件布局、器件封裝和印刷電路板 (PCB) 布局產生的寄生元素，這些寄生元素會影響同步降壓穩壓器的 EMI 性能。
圖 2：降壓功率級和柵極驅動器的“剖析原理圖”（包含感性和容性寄生元素） 有效高頻電源回路電感 (LLOOP) 是總漏極電感 (LD)、共源電感 (LS)（即輸入電容和 PCB 走線的等效串聯電感 (ESL)）和功率 MOSFET 的封裝電感之和。按照預期，LLOOP?與輸入電容 MOSFET 回路（圖 1 中的紅色陰影區域）的幾何形狀布局密切相關。 與此同時，柵極回路的自感 LG?由 MOSFET 封裝和 PCB 走線共同產生。從圖 2 中可以看出，高側 MOSFET Q1?的共源電感同時存在于電源和柵極回路中。Q1?的共源電感產生效果相反的兩種反饋電壓，分別控制 MOSFET 柵源電壓的上升和下降時間，因此降低功率回路中的 di/dt。然而，這樣通常會增加開關損耗，因此并非理想方法。 功率級寄生電容 公式 1 為影響 EMI 和開關行為的功率 MOSFET 輸入電容、輸出電容和反向傳輸電容三者之間的關系表達式（以圖 2 中的終端電容符號表示）。在 MOSFET 開關轉換期間，這種寄生電容需要幅值較高的高頻電流。
公式 2 的近似關系表達式表明，COSS?與電壓之間存在高度非線性的相關性。公式 3 給出了特定輸入電壓下的有效電荷 QOSS，其中 COSS-TR?是與時間相關的有效輸出電容，與部分新款功率 FET 器件的數據表中定義的內容一致。
圖 2 中的另一個關鍵參數是體二極管 DB2?的反向恢復電荷 (QRR)，該電荷導致 Q1?導通期間出現顯著的電流尖峰。QRR?取決于許多參數，包括恢復前的二極管正向電流、電流轉換速度和芯片溫度。一般來說，MOSFET QOSS?和體二極管 MOSFET QOSS?會為分析和測量過程帶來諸多難題。在 Q1?導通期間，為 Q2?的 COSS2?充電的前沿電流尖峰和為 QRR2?供電以恢復體二極管 DB2?的前沿電流尖峰具有類似的曲線圖，因此二者常被混淆。 EMI?頻率范圍和耦合模式 表 1 列出了三個粗略定義的頻率范圍，開關模式電源轉換器在這三種頻率范圍內激勵和傳播 EMI [5]。在功率 MOSFET 開關期間，當換向電流的轉換率超過 5A/ns 時，2nH 寄生電感會導致 10V 的電壓過沖。此外，功率回路中的電流具有快速開關邊沿（可能存在與體二極管反向恢復和 MOSFET COSS?充電相關的前沿振鈴），其中富含諧波成分，產生負面影響嚴重的 H 場耦合，導致傳導和輻射 EMI 增加。
表 1：開關轉換器噪聲源和常規 EMI 頻率分類 噪聲耦合路徑主要有以下三種：通過直流輸入線路傳導的噪聲、來自功率回路和電感的 H 場耦合以及來自開關節點銅表面的 E 場耦合。 轉換器開關波形分析建模 如第 2 部分所述，開關節點電壓的上升沿和下降沿分別是非隔離式轉換器中 CM 噪聲和 E 場耦合的主要來源。在EMI 分析中，設計者最關注電源轉換器噪聲發射的諧波含量上限或“頻譜包絡”，而非單一諧波分量的幅值。借助簡化的開關波形分析模型，我們可以輕松確定時域波形參數對頻譜結果的影響。 為了解與開關節點電壓相關的諧波頻譜包絡，圖 3 給出了近似的時域波形。每一部分均由其幅值 (VIN)、占空比 (D)、上升和下降時間（tR?和 tF）以及脈寬 (t1) 來表示。其中，脈寬的定義為上升沿中點與下降沿中點的間距。 傅立葉分析結果表明，諧波幅值包絡為雙 sinc 函數，轉角頻率為 f1?和 f2，具體取決于時域波形的脈寬和上升/下降時間。對于降壓開關單元的各個輸入電流波形，可以應用類似的處理方法。測得的電壓和電流波形中相應的頻率分量可以表示開關電壓和電流波形邊沿處的振鈴特性（分別由寄生回路電感和體二極管反向恢復產生）。
圖 3：開關節點電壓梯形波形及其頻譜包絡（受脈寬和上升/下降時間影響） 一般來說，電感 LLOOP?會增加 MOSFET 漏源峰值電壓尖峰，并且還會加劇開關節點的電壓振鈴，影響 50MHz 至 200MHz 范圍內的寬帶 EMI。在這種情況下，最大限度縮減功率回路的有效長度和閉合區域顯得至關重要。這樣不僅可減小寄生電感，而且還可以減少環形天線結構發出的磁耦合輻射能量，從而實現磁場自消除。 穩壓器輸入端基于回路電感比率發生傳導噪聲耦合，而輸入電容 ESL 決定濾波要求。減小 LLOOP?會增加輸入濾波器的衰減要求。幸運的是，如果降壓輸出電感的自諧振頻率 (SRF) 較高，傳導至輸出的噪聲可降至最低。換言之，電感應具有較低的有效并聯電容 (EPC)，以便在從開關節點到 VOUT?的網絡中獲得較高的傳輸阻抗。此外，還會通過低阻抗輸出電容對輸出噪聲進行濾波。 等效諧振電路 根據圖 4 所示的同步降壓穩壓器時域開關節點的電壓波形可知，MOSFET 開關期間傳輸的寄生能量會激發 RLC 諧振。右側的簡化等效電路用于分析 Q1?導通和關斷時的開關行為。從電壓波形中可以看出，上升沿的開關節點電壓明顯超出 VIN，而下降沿的開關節點電壓明顯低于接地端 (GND)。 振蕩幅值取決于部分電感在回路內的分布，回路的有效交流電阻會抑制隨后產生的振鈴。這不僅為 MOSFET 和柵極驅動器提供電壓應力，還會影響寬帶輻射 EMI 的中心頻率。
圖 4：MOSFET 導通和關斷開關轉換期間的同步降壓開關節點電壓波形及等效 RLC 電路 根據圖 4 中的上升沿電壓過沖計算可得，振鈴周期為 6.25ns，對應的諧振頻率為 160MHz。此外，將一個近場 H 探頭直接放在開關回路區域上方也可以識別該頻率分量。利用計算型 EM 場仿真工具，可以推導出與高頻諧振和輻射發射相關的部分回路電感值。不過，還有一種更簡單的方法。這種方法需要測量諧振周期?TRing1?并從 MOSFET 數據表中獲取輸入電壓工作點的 COSS2，然后利用公式 4 計算總回路電感。
其中兩個重要因素是諧振頻率以及諧振固有的損耗或阻尼因子 a。主要設計目標是通過最大限度減小回路電感盡可能提升諧振頻率。這樣可以降低存儲的無功能量總值，減少諧振開關節點電壓峰值過沖。此外，在趨膚效應的作用下，較高頻率處的阻尼因子增大，提升 RLOOP?的有效值。 總結 盡管氮化鎵 (GaN) 功率級同步降壓轉換器通常在低于 3MHz 的頻率下切換開關狀態，但產生的寬帶噪聲和 EMI 往往高達 1GHz 甚至更高。EMI 主要由其快速開關的電壓和電流特性所致。實際上，器件開關波形的高頻頻譜成分是獲取 EMI 產生電位指示的另一種途徑，它能夠指明 EMI 與開關損耗達到良好權衡的結果。 首先從原理圖中確定關鍵的轉換器開關回路，然后在 PCB 轉換器布局設計過程中盡量縮減這些回路的面積，從而減少寄生電感和相關的 H 場耦合，降低傳導和輻射 EMI。? 在這篇系列文章的后續章節中，我將通過多種 DC/DC 轉換器電路重點介紹改善 EMI 性能矢量的系統級和集成電路 (IC) 的特定功能。緩解傳導 EMI 的措施通常也可以改善輻射 EMI，這兩方面經常相互促進的。
第 4 部分 — 輻射發射 ? 簡介 這篇系列文章的第 4 部分針對電源轉換器（特別是工業和汽車領域使用的電源轉換器）在開關時產生的輻射排放闡述了一些觀點。 輻射電磁干擾 (EMI) 是一種在特定環境中動態出現的問題，與電源轉換器內部的寄生效應、電路布局和元器件排布及其在運行時所處的整體系統相關。因此，從設計工程師的角度出發，輻射 EMI 的問題通常更具挑戰性，復雜度更高，在系統主板使用多個 DC/DC 功率級時尤為如此。了解輻射 EMI 的基本機制以及測量要求、頻率范圍和相應限制條件至關重要。本文重點介紹這些方面的內容，展示輻射 EMI 測量裝置以及兩個 DC/DC 降壓轉換器的結果。 近場耦合 圖 1 概略介紹了噪聲源與受干擾電路之間基本 EMI 耦合模式特別是電感或 H 場耦合需要 di/dt 較高的時變電流源和兩條磁耦合回路（或帶有返回路徑的平行導線）。另一方面，電容或 E 場耦合需要 dv/dt 較高的時變電壓源和兩塊緊鄰的金屬板。這兩種機制均屬于近場耦合，其中的噪聲源與受干擾電路非常接近，可使用近場嗅探器進行測量。
圖 1：EMI 耦合模式? 例如，現代電源開關，特別是氮化鎵 (GaN) 和碳化硅 (SiC) 基晶體管，其輸出電容 COSS?較低，柵極電荷 QG?較少，能夠以極高的 dv/dt 和 di/dt 轉換率進行開關。相鄰電路發生 H 場和 E 場耦合以及串擾的可能性很高。然而，隨著互感或電容減小，耦合結構的間距增大，近場耦合顯著減弱。? 遠場耦合 典型的電磁 (EM) 波以 E 場和 H 場組合的形式傳播。輻射天線源附近的場結構為復雜的三維模式。從輻射源進一步分析，遠場區域中的 EM 波由彼此正交并且與傳播方向正交的 E 場和 H 場分量組成。圖 2 展示了這種平面波，它代表輻射 EMI 的主要基準，受到各種輻射標準的約束。
圖 2：電磁平面波傳播 圖 3 所示的波阻抗等于電場強度與磁場強度之比。遠場區域中的 E 和 H 分量同相，因此遠場阻抗呈阻性，具體值可通過麥克斯韋方程（如方程 1 所示）的平面波解決方案計算：
如果 λ 是波長，F 是所需頻率，方程 2 通常表示近場和遠場區域之間的邊界：
然而，該邊界不是精確的標準，僅用于指示一般性過渡區域（圖 3 中描述為 l/16 至 3l），其中的場從復雜的分布形態演變為平面波。
圖 3：?麥克斯韋定律中近場和遠場區域的波阻抗 鑒于多數天線設計用于檢測和響應電場，輻射的電磁波通常稱為垂直或水平極化，具體取決于電場方向。測量 E 場天線一般應與傳播的 E 場在同一平面中定向，從而檢測最大場強。因此，輻射 EMI 測試標準通常介紹接收天線以垂直和水平極化方式安裝時的測量。 工業和多媒體設備中的輻射?EMI 表 1 列出了聯邦通信委員會 (FCC) 第 15 部分 B 子節針對無意輻射體規定的 A 類和 B 類輻射發射限值。此外，本規范第 15.109(g) 條允許在使用美國國家標準協會 (ANSI) C63.4-2014 規定的測量方法時，使用國際無線電干擾特別委員會 (CISPR) 22 規定的輻射發射限值（如表 2 所述）。表 1 和表 2 中規定的限值均針對低于 1GHz 的頻率，使用 CISPR 準峰值 (QP) 檢測器功能，分辨率帶寬 (RBW) 為 120kHz。表 3 和表 4 規定的限值針對 1GHz 以上的頻率，此時使用峰值 (PK) 和平均 (AVG) 檢測器以及分辨率帶寬為 1MHz 的接收器。 對于指定的測量距離，B 類民用或家用應用限制通常比 A 類商用或工業應用限制更嚴格，通常高出 6dB 至 10dB。另請注意，表 1 和表 2 還包括一個按照 15.31(f)(1) 使用的 20 dB/dec 的反向線性距離 (1/d) 比例系數，針對 3m 和 10m 天線測量距離對應的限值進行歸一化處理，從而確定合規性。例如，如果將天線放置在 3 米而非 10 米的位置，從而保持在測試設備邊界內，則限制幅值調整約 10.5dB。 表 1：按照 47 CFR 15.109(a) 和 (b) 標準規定的 30MHz 到 1GHz 范圍的輻射發射場強 QP 限值
表 2：按照 47 CFR 15.109(g)/CISPR 22/32 標準規定的 30MHz 到 1GHz 范圍的輻射發射場強 QP 限值
表 3：按照 47 CFR 15.109(a) 和 (b) 標準規定的 1GHz 到 6GHz 范圍的輻射發射場強限值
表 4：按照 47 CFR 15.109(g)/CISPR 22/32 標準規定的 1GHz 到 6GHz 范圍的輻射發射場強限值
圖 4 展示了當天線距離為 3m 時，A 類和 B 類相關限值的圖象。符合 FCC 的設計包括采用?Bluetooth?低能耗技術的氣體傳感器實施方案，其由電池供電，可從德州儀器 (TI) 購買。用戶可下載有關此設計的FCCA類合規性報告，其中列出輻射發射測試數據和圖象，以便查閱相關信息。
圖 4：FCC 第 15 部分和 CISPR 22 的 A 類和 B 類輻射限值（對于低于和高于 1GHz 這兩種條件，分別使用 QP 和 AVG 檢測器） 如圖 5 所示，輻射 EMI 測試程序包括將待測設備 (EUT) 和支持設備放置在半消聲室 (SAC) 或開闊試驗場 (OATS) 內的非導電轉盤（高出基準接地平面 0.8m）之上，遵循 CISPR 16-1 中所定義。EUT 設置在與安裝于天線塔上的接收天線相距 3m 的位置。? 使用經校準的寬帶天線（雙錐形天線和對數周期天線組合，或者 Bilog 天線）的 PK 檢測器預掃描功能，沿水平和垂直兩種天線極化方向對 30MHz 到 1GHz 的輻射發射進行檢測。這種探究性測試可以確定所有重要發射的頻率。執行該測試后，使用 QP 檢測器檢查相關的故障點，記錄最終合規測量值。 在測試期間，EMI 接收器的 RBW 設置為 120kHz。配置天線的水平和垂直極化方向（將其相對于接地平面旋轉 90°），并將高度調整為高出接地平面 1m 到 4m，以便在考慮地面反射時，將每個測試頻率對應的場強讀數最大化。在測量期間，可將轉盤上的 EUT 在 0 到 360° 之間旋轉，使天線與 EUT 之間的方位角發生變化，以便根據 EUT 的方位獲得最大場強讀數。天線位于 EUT 的遠場區，對應于 3m 天線距離，頻率為 15.9MHz。
圖 5：FCC 第 15 部分和 CISPR 22/32 對應的輻射發射測量裝置 可以使用喇叭天線針對 1GHz 以上的頻率執行 PK 檢測器預掃描，然后在接近限制時使用 AVG 檢測器。EMI 接收器的 RBW 設置為 1MHz。天線方向明確，因此無需執行高度掃描，接地平面和暗室壁的反射也很難造成干擾。然而，EUT 在這些頻率下的輻射發射方向性更強，因此轉盤再次旋轉 360 度，確定天線極化方向以獲得最大響應。根據表 5，測量頻率的上限范圍隨 EUT 的最高內部頻率發生變化。 表5：輻射發射最大測量頻率（基于 EUT 內部時鐘源的最高頻率）
輻射發射測試以每米若干分貝/微伏 (dB/mV) 為單位校準電場強度。天線因子 (AF) 是天線平面產生的電場 (mV/m) 與頻譜分析儀 (SA) 或掃描 EMI 接收器測得的電壓 (dB/mV) 之比。一般而言，校正的發射電平由方程 3 推導得出，推導時將 AF、電纜損耗 (CL)、衰減器和 RF 限制器損耗因子 (AL) 以及放大器預增益 (AG) 考慮在內。
圖 6 所示為 LMR16030 60V/3A 降壓轉換器輻射發射測試裝置的照片和結果。測量條件為 24V 輸入、5V 輸出、3A 負載電流和 400kHz 開關頻率。
圖 6：CISPR 22 輻射 EMI 測試：測試裝置照片 (a)；水平和垂直極化天線的輻射 EMI 結果 (b) 汽車系統中的輻射?EMI 盡管屏蔽電纜可以削弱汽車系統中的干擾效應，但 EMI 可通過串擾“有效地”在易受影響的電路中耦合。在場線耦合效應的作用下，對于體積相對較小但電源分布密集、信號通過電纜束的車輛，輻射排放還可能導致信號互連出現輻射抗擾問題?；谏鲜鲈?，評估 EMI 性能便成為汽車工程師在設計和測試電動汽車時重點關注的問題。 UNECE 10?號法規和?CISPR 25 CISPR 12 和 CISPR 25 均為國際標準，提供無線電干擾測量的限值和程序，分別為汽車的車載和非車載接收器提供保護。CISPR 25 特別適用于汽車級別，也適用于所有車用電子組件 (ESA)。與其他標準相比，CISPR 25 通常作為汽車制造商及其供應商定義產品規格的基礎，但不是評定合規性和遵從情況的基準。自歐盟電動汽車 EMC 指令廢止后，聯合國歐洲經濟委員會 (UNECE) 第 10 條規定中出現這一差別。 CISPR 25 針對車輛元器件排放測量定義了數種方法和限值類別，兼顧寬帶 (BB) 源和窄帶 (NB) 源。圖 7 說明了針對元器件/模塊使用 PK 和 AVG 檢測器的 5 類限值。測量對象為車輛中工作在廣播和移動服務頻帶中的接收器。最低測量頻率涉及 150kHz 至 300kHz 的歐洲長波 (LW) 廣播頻帶，最高頻率為 2.5GHz（考慮藍牙傳輸）。
圖 7：使用內襯吸收器的屏蔽外殼 (ALSE) 方法，通過峰值和平均值檢測器（線性頻率標度）測得的元器件/模塊的 CISPR 25 5 類輻射限值 對于 30MHz 以下和以上兩種條件下的檢測，掃描接收器的 RBW 分別為 9kHz 和 120kHz。例外情況是 GPS L1 民用（1.567GHz 至 1.583GHz）和全球導航衛星系統 (GLONASS) L1（1.591GHz 至 1.613GHz）頻段。在這兩種頻段下，需要 9kHz 的 RBW 和 5kHz 的最大步長，從而在僅使用 AVG 檢測器的情況下檢測出相應的 NB 發射。 CISPR 25?的天線系統 使用額定輸出阻抗為 50Ω 的線性極化電場天線進行測量。表 6 和圖 8 顯示了 CISPR 25 建議使用的天線，可提升不同實驗室所提供結果的一致性。 表 6：根據 CISPR 25，建議使用電場天線；雙錐形天線和對數周期天線存在疊加頻率，而 Bilog 天線覆蓋了二種天線各自的頻率范圍。
圖 8：符合 CISPR 25 規范的測量天線? 對于低頻測量，使用帶地網的無源/有源拉桿單極天線。雙錐形和對數周期偶極子陣列 (LPDA) 天線通常分別覆蓋 30MHz 至 200MHz 和 200MHz 至 1GHz 的頻率范圍。最后，雙脊喇叭天線 (DRHA) 通常用于 1GHz 至 2.5GHz。寬帶 Bilog 天線的外型比雙錐形或對數周期天線更大，有時用于覆蓋 30MHz 至 1GHz 的頻率范圍。? 使用?ALSE?進行輻射?EMI?測試 圖 9、10 和 11 所示為使用 CISPR 25 ALSE 方法（也稱天線方法）的典型裝置，針對表 6 中規定的頻率范圍進行輻射發射測量。 EUT 和電纜束放置在高出接地平面 50mm 的非導體介電材料（相對介電常數 εr 較低，不高于 1.4）之上。與接地平面前部平行的線束長度為 1.5m，EUT 與負載模擬器之間測試線束的總長度不超過 2m。測試線束的長段平行于接地平面朝向天線的邊緣，與邊緣相距 100mm。接地平面的要求是最小寬度和長度分別為 1m 和 2m，或者在整個設備下方加上 200mm，取其中的較大值。根據方程式 2 給定的近遠場轉換以及 1m 天線距離，在 EUT 的近場區域進行測量時，頻率必須低于 48MHz。
圖 9：單極拉桿天線（150kHz 至 30MHz）的 CISPR 25 輻射發射測量裝置
圖 10：雙錐形天線（30MHz 至 300MHz）或對數周期天線（200MHz 至 1GHz）的 CISPR 25 輻射發射測量裝置
圖 11：喇叭天線（1GHz 以上）的 CISPR 25 輻射發射測量裝置 喇叭天線與 EUT 對齊，其他天線則放置在線束中點。執行所有測量時，天線距離均為 1 米。頻率范圍為 150kHz 至 30MHz 的測量僅針對垂直天線極化執行。頻率范圍為 30MHz 至 2.5GHz 的掃描同時針對水平極化和垂直極化執行。 如前文所述，EMI 接收器與 AF 結合所檢測到的天線電壓可在天線位置產生電場強度。請注意，獨立的 AF 可用于水平和垂直極化，因此可以使用相應的 AF 值對每個極化方向進行測量。? 輻射?EMI?預合規測試及結果 圖 12 為 LM53635-Q1 汽車級同步降壓轉換器 [9] 輻射發射測試裝置的照片。EUT 由汽車電池供電，正負供電線路均連接線路阻抗穩定網絡 (LISN)。3.5A 阻性負載下的輸出為 3.3V。開關頻率為 2.1MHz，高于許多汽車系統所需的 AM 頻帶，同時啟用了擴頻調頻 (SSFM)。圖 13 至 16 顯示了使用各種測試天線通過 CISPR 25 5 類限值要求的測量結果。
圖 12：CISPR 25 預合規測量裝置照片
圖 13：輻射發射結果：150kHz 至 30MHz，拉桿天線，垂直極化
圖 14：輻射發射結果：30MHz 至 300MHz，雙錐形天線，水平和垂直極化
圖 15：輻射發射結果：200MHz 至 1GHz，對數周期天線，水平和垂直極化
圖 16：輻射發射結果：1GHz 至 2.5GHz，喇叭天線，水平極化? 結論 輻射發射影響電源轉換器在高頻條件的 EMI 特性 [10]。輻射測試的上限頻率擴展到 1GHz 甚至更高（取決于規范），遠高于傳導發射。雖然不像傳導發射測試那樣簡單直接，但輻射發射測量對于合規測試不可或缺，很容易成為產品開發過程中的瓶頸。 對于汽車應用，由于長度原因，電纜束在低頻條件下主要采用輻射結構。測得的輻射發射曲線主要來源于所連接電纜中的共模電流，由印刷電路板 (PCB) 與電纜之間的近場電耦合驅動。我將在本文的后續章節探討輻射 EMI 減弱技術。
第 5 部分 — 采用集成 FET 設計的 EMI 抑制技術
? 簡介
本系列文章的第 1 部分至第 4 部分詳細介紹了開關電源穩壓器引起的傳導發射和輻射發射，包括噪聲產生機制、測量要求、頻率范圍、適用的測試限值、傳播模式和寄生效應。在第 5 部分中，我將基于這一理論基礎介紹抑制電磁干擾 (EMI) 的實用電路技術。? 一般來說，電路原理圖和印刷電路板 (PCB) 對于實現出色的 EMI 性能至關重要。第 3 部分重點強調通過謹慎的元器件選型和 PCB 布局盡量減小“功率回路”寄生電感的重要性。電源轉換器集成電路 (IC) 的封裝技術及其提供的 EMI 特定功能對此產生了巨大的影響。如第 2 部分所述，必須使用差模 (DM) 濾波方可將輸入紋波電流的幅值充分降低至滿足 EMI 合規性要求的水平。與此同時，如果需要抑制約 10MHz 以上的發射，通常使用共模 (CM) 濾波。在高頻條件下，使用屏蔽也可以獲得優異的結果。? 本文主要介紹這些方面的內容，專門聚焦于帶有集成功率 MOSFET 和控制器的轉換器解決方案，提供抑制 EMI 的實例和應用指導。一般來說，轉換器應在合理范圍內超出傳導 EMI 一定的裕度，為達到輻射限值預留空間。幸運的是，多數減少傳導發射的步驟對于抑制輻射 EMI 同樣有效。? 了解?EMI?的相關挑戰 DC/DC 轉換器中的 EMI 主要由其快速開關的電壓和電流特性所致。與轉換器的不連續輸入或輸出電流相關的 EMI 相對容易處理，但更大的問題是開關電壓 dv/dt 和電流 di/dt 中的諧波成分，以及與開關波形相關的振鈴。 圖 1 所示為存在噪聲的同步降壓轉換器的開關 (SW) 電壓波形。振鈴頻率范圍為 50MHz 至 200MHz，具體取決于寄生效應。此類高頻成分可以通過近場耦合傳播到輸入電源線、周邊元器件或輸出總線（如 USB 電纜）。體二極管反向恢復存在類似的問題，隨著恢復電流流入寄生回路電感，振鈴電壓升高。
圖 1：同步降壓轉換器在 MOSFET 導通和關斷開關轉換期間的開關節點電壓波形和等效電路 圖 2 的原理圖標識了降壓轉換器電路的兩條重要回路。最大限度縮減電源回路的面積至關重要，原因是該參數與寄生電感和相關 H 場傳播成正比。主要設計目標是通過減小寄生電感最大程度提升寄生 LC 諧振電路的諧振頻率。此舉可以降低存儲的無功能量總值，減少開關電壓峰值過沖。
圖 2：簡化的同步降壓轉換器原理圖（針對 EMI 標出了關鍵回路和走線） 在圖 2 所示的自舉電容回路中，高側 MOSFET 的導通速度由一個標記為 RBOOT?的可選串聯自舉電阻進行控制。自舉電阻會改變驅動電流瞬變率，降低 MOSFET 導通期間的開關電壓和電流轉換率。另一種方法是在 SW 和 GND 之間添加一個緩沖電路。同理，該緩沖電路應根據每次開關轉換時的瞬態電流尖峰，占用最小的回路面積。當然，緩沖電路和柵極電阻會增加開關功率損耗，需要在效率和 EMI 之間進行權衡。如果效率和散熱性能同樣非常重要，則需要使用其他技術解決 EMI 相關的挑戰。 轉換器的?PCB?布局 表 1 至表 5 總結了通過優化 PCB 布局及元器件排布削弱 DC/DC 轉換器 EMI 信號的基本準則。我將在本文的后續部分提供一項 PCB 布局案例研究，探討如何優化降壓轉換器的 EMI 特性。 表 1：布線及元器件排布。
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| 1 | 將所有功率級元器件排布在 PCB 頂部。 - 避免將電感放在底部，以免對 EMI 測試裝置的基準平面產生輻射。 |
| 2 | 將 VCC 或 BIAS 的旁路電容（從輸出端）放置于靠近各自引腳的位置。 – 在將 AGND 引腳與 GND 相連之前，首先電路中連入 CVCC?和 CBIAS?電容。 |
| 3 | 將自舉電容與鄰近的 BOOT 和 SW 引腳相連接。 - 利用鄰近的接地覆銅屏蔽 CBOOT?電容和開關節點，降低 CM 噪聲。 |
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表 2：GND 平面設計。
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| 1 | 將 PCB 分層板中的第 2 層 GND 平面盡可能固定在靠近頂層的位置。 - 消除 H 場、降低寄生電感并屏蔽噪聲。 |
| 2 | 使用位于頂層與第二層之間的低 z 軸間距獲得最佳映像平面效果。 - 在 PCB 分層規范中將層間距定義為 6 mil。 |
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表 3：輸入和輸出電容。
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| 1 | 放置 CIN，盡量減小將 CIN?連接到 VIN 和 PGND 引腳所形成的回路面積。 |
| 2 | CIN?和 COUT?的接地返回路徑應由集中放置的頂層平面組成。 - 使用多個外部或內部 GND 平面連接 DC 電流路徑。 |
| 3 | 在 VIN 和 PGND 附近使用外殼尺寸為 0402 或 0603 的陶瓷輸入電容，以便最大限度減小寄生回路電感。 |
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表 4.電感和開關節點布局。
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| 1 | 將電感放置在 IC 的 SW 引腳附近。 - 盡量減小開關節點覆銅區域的表面積，避免電容過度耦合。 |
| 2 | 使用鄰近的接地保護并通過屏蔽限制開關節點噪聲。 |
| 3? | 檢查電感點位置，確保與 SW 相連的繞組末端位于電感繞組幾何結構內部的底部，由連接到 VOUT 的繞組的外層繞線提供屏蔽。 |
| 4 | 盡可能使用電場屏蔽電感。將屏蔽端子與 PCB 接地平面相連。 |
| ?5 | 選擇在封裝下方設有端子的電感。 - 避免使用可能產生天線輻射效應的大型側壁式端接。 |
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表 5.EMI 管理。
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| 1 | 將 EMI 濾波器元器件排布在遠離開關節點的位置。 - 如果 EMI 濾波器與功率級的分隔距離不足，可將 EMI 濾波器放在電路板上轉換器的對側。 |
| 2 | 在 EMI 濾波器下方的所有層上開口，以防寄生電容路徑影響濾波器的衰減特性。 |
| 3 | 根據需要，可添加一個與 CBOOT?串聯的電阻（最好小于 10Ω），限制高側 MOSFET 導通速度，從而降低開關節點電壓轉換率，減少過沖和振鈴。 |
| 4 | 如果需要開關節點 RC 緩沖電路，可將封裝最小的元器件與 SW（通常為電容）相連。 |
| 5 | 使用具有內部接地平面的四層 PCB，與雙層設計相比，其性能得到顯著提升。 - 避免阻斷 IC 附近的高頻電流路徑。 |
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EMI?輸入濾波器 圖 3 所示為典型的多級 EMI 輸入濾波器。低頻和高頻部分可提供 DM 噪聲衰減，也可選擇 p 級，通過 CM 扼流器提供 CM 衰減。標記為 CBULK?的電解電容具有固有的串聯電阻 (ESR)，可用于設置所需阻尼，降低轉換器輸入的有效品質因子，保持輸入濾波器的穩定性。 DM 電感的自諧振頻率 (SRF) 限制濾波器第一級可實現的高頻 DM 衰減。濾波器第二級通常至關重要，其使用鐵氧體磁珠在高頻條件下提供附加的 DM 衰減，此時額定阻抗通常為 100MHz。標記為 CF1?和 CF2?的陶瓷電容可將噪聲分流到接地端。
圖 3：具有 DM 和 CM 級的三級 EMI 輸入濾波器 DM 濾波器的電感一般設置為削弱基波和低頻諧波的值。應使用盡可能小的電感來滿足低頻濾波要求，因為匝數較多的大電感具有較高的等效并聯電容 (EPC)，導致其 SRF 較高，影響其在高頻下的性能。 標記為 LCM?的 CM 扼流器針對 CM 電流提供較高的阻抗，其泄漏電感也可提供 DM 衰減。然而，在部分要求接地連接必須保持完好的應用中，該元器件不適用，這些應用需要更安靜的轉換器設計，CM 扼流器不再是首選。 為了演示 CM 扼流器的效果，圖 4 展示了德州儀器 (TI) LM53603，這是一款采用雙層 PCB 的 36V、3A DC/DC 轉換器解決方案 [7]。該器件的功率級位于頂層，EMI 輸入濾波器則放置于底部。如圖 4 中的布局所示，濾波器附近的接地平面覆銅區可借助過孔縫合提供屏蔽效果。此外，在濾波器級以下的所有層中插入敷銅層切口，可避免 VIN 和 GND 走線之間產生寄生電容，從而為噪聲電流提供繞過 CM 扼流器的路徑并讓步于濾波器的阻抗特性。
圖 4：DC/DC 轉換器原理圖和 PCB 布局實施方案 圖 5 所示為國際無線電干擾特別委員會 (CISPR) 25 針對圖 4 的轉換器設計在 150kHz 至 108MHz 之間進行的傳導發射測量。我們提供了使用與不使用 CM 扼流器兩種情況下的測量結果。使用 Rohde & Schwarz 的頻譜分析儀，所得檢測器掃描結果的峰值和平均值分別以黃色和藍色表示。紅色限值圖象為 5 類峰值和平均值限值（峰值限值通常比平均值限值高出 20dB）。
圖 5：CISPR 25 在使用 CM 扼流器 (a) 與不使用 CM 扼流器 (b) 情況下進行的傳導 EMI 測量 金屬外殼屏蔽 另一種優化高頻 EMI 性能的有效方式是添加金屬外殼屏蔽層，從而阻擋輻射電場。外殼通常由鋁制成，采用框架（敞開式）或封閉式設計實施方案。屏蔽外殼可覆蓋除 EMI 濾波器之外的所有功率級元器件，外殼與 PCB 上的 GND 相連，基本形成了一個帶有 PCB 接地平面的法拉第籠。 這使得從開關單元到 EMI 濾波器或長輸入線連接（也用作天線）的輻射噪聲耦合顯著減少。當然，這會產生額外的元器件和裝配成本，導致散熱管理和散熱測試的難度增加。鋁電解電容的外殼也可以提供電場屏蔽，為實現此目的，可在電路板上針對性地放置該電容。 DC/DC?轉換器案例研究 圖 6 為 60V、1.5A 單片式集成同步降壓轉換器電路的原理圖，該電路通過多項功能實現最佳 EMI 性能。該原理圖還顯示了一個兩級 EMI 輸入濾波器級，旨在滿足汽車或噪聲敏感型工業應用的 EMI 規范。為了幫助實現最佳的 PCB 布局，原理圖中將高電流走線（VIN、PGND、SW 連接）、噪聲敏感型網絡 (FB) 和高 dv/dt 電路節點（SW、BOOT）突出顯示。
圖 6：采用 EMI 優化型封裝和引腳布局的 DC/DC 轉換器。內置一個兩級 EMI 輸入濾波器 a.??引腳布局設計 圖 6 所示的轉換器 IC 優勢在于，其 VIN 和 PGND 采用對稱且均衡的引腳排布。該轉換器利用兩個并聯的輸入回路使寄生回路電感成功減半。上述回路在 PCB 布局中標記為“IN1”和“IN2”，如圖 7 所示。兩個外殼尺寸為 0402 或 0603 的小型電容（在圖 6 中分別標記為 CIN1?和 CIN3）放置在盡可能靠近 IC 的位置，最大限度減小輸入回路面積。兩個回路中的環流產生相反的磁矩，消除 H 場并降低有效電感。為了進一步降低寄生電感，PCB 第 2 層（緊靠頂層電源電路的下方）的 IN1 和 IN2 回路下方設有返回電流的連續接地平面，可使場效應自行消除。 在電感兩側各使用一個陶瓷輸出電容（COUT1?和 COUT2）同樣能夠優化輸出電流回路。在輸出端引出兩個并聯的接地返回路徑可以將返回電流分成兩部分，有助于減弱“地彈反射”效應。
圖 7：僅部署在 PCB 頂層的功率級布局 SW 引腳位于 IC 中心，因此輻射電場會由 IC 兩側相鄰的 VIN 和 PGND 引腳屏蔽。GND 平面覆銅區可對將 IC 的 SW 引腳連接到電感端子的多邊形覆層施加屏蔽。SW 和 BOOT 的單層布局意味著 PCB 的底側不會有 dv/dt 較高的過孔。這樣可以避免在 EMI 測試期間，電場與基準接地平面耦合。 ?b.??封裝設計 與優化的引腳排布類似，電源轉換器 IC 封裝設計也是改善 EMI 信號的關鍵屬性。例如，德州儀器 (TI) 的 HotRod? 封裝技術采用引線框上倒裝芯片 (FCOL) 的方式，規避了功率器件線焊導致封裝寄生電感過高的情況。如圖 8 所示，IC 以上下翻轉的形式放置，IC 上的銅柱（也稱為凸點或支柱）直接焊接到引線框架。這種構造方法能夠提升密度并較薄的外型，因為每個引腳都與引線框架直接相連。從 EMI 角度來看，最重要的一點是，與傳統線焊封裝相比，HotRod 封裝降低了封裝的寄生電感。
圖 8：QFN 線焊封裝 (a) 和 HotRod FCOL (b) 封裝的結構對比 HotRod 封裝不僅可以在開關換向（50MHz 至 200MHz 頻率范圍）期間減少振鈴，還可以降低導通和開關損耗。圖 9 所示為開關節點電壓振鈴隨之得到改善的情況。圖 8 所示為圖 6 中的轉換器在 150kHz 至 108MHz 下測得的傳導發射。測量結果符合 CISPR 25 5 類要求。
圖 9：使用傳統線焊封裝的轉換器 (a) 和 HotRod FCOL 轉換器 (b) 時的開關節點電壓波形
圖 10：CISPR 25 傳導發射測量結果，(a) 頻率范圍為 150kHz 至 30MHz，(b) 頻率范圍為 30MHz 至 108MHz 總結 在本文中，我討論了使用電源轉換器 IC 的 DC/DC 穩壓器電路可以采用的 EMI 抑制技術。減弱 EMI 的 PCB 布局步驟包括盡量減小布局中的電流“熱回路”面積、避免阻斷電流路徑、采用具有內部接地平面的四層 PCB 結構實現屏蔽（屏蔽效果遠超雙層 PCB），以及通過盡量減小開關節點覆銅區域面積來降低電場輻射耦合。 轉換器封裝類型是一項重要的選擇標準，新一代器件的開關節點振鈴和引腳設計得到顯著提升，有助于實現最優的電容放置方案。從輸入濾波的角度而言，抑制低頻噪聲（通常小于 10MHz）相對容易，使用傳統的 LC 濾波器級即可實現。然而，抑制高頻噪聲（10MHz 以上）通常需要額外使用 CM 扼流器和/或鐵氧體磁珠濾波器級。焊接到 PCB 接地平面的金屬外殼屏蔽層也能有效減輕高頻發射。 在本系列文章的下一部分中，我將探討使用控制器驅動分立式功率 MOSFET 的 DC/DC 穩壓器電路適用的 EMI 抑制技術。根據 EMI 進行分析，這些技術更具挑戰性。
第 6 部分 — 采用離散 FET 設計的 EMI 抑制技術
? 簡介
本系列文章的第 1 部分至第 5 部分中，介紹了抑制傳導和輻射電磁干擾 (EMI) 的實用指南和示例，尤其是針對采用單片集成功率 MOSFET 的 DC/DC 轉換器解決方案進行了詳細介紹。在此基礎上，本文繼續探討使用控制器驅動分立式高、低側功率 MOSFET 對的 DC/DC 穩壓器電路適用的 EMI 的抑制技術。使用控制器（例如圖 1 所示同步降壓穩壓器電路中的控制器）的實現方案具有諸多優點，包括能夠增強電流性能，改善散熱性能，以及提高設計選擇、元器件選型和所實現功能的靈活性。
圖 1：驅動功率 MOSFET Q1?和 Q2?的同步降壓控制器的原理圖 然而，從 EMI 角度來看，采用分立式 FET 的控制器解決方案與采用集成 FET 的轉換器相比，更具挑戰性。主要有兩方面的考量因素。首先，在緊湊性方面，采用 MOSFET 和控制器的功率級的印刷電路板 (PCB) 布局比不上采用優化引腳布局和內部柵極驅動器的功率轉換器集成電路 (IC) 。其次，對于死區時間管理，在 MOSFET 開關時間在額定范圍的轉換器中通常更精確。因此，體二極管導通時間更短，從而能夠改善開關性能并降低與反向恢復相關的噪聲。 本文提供與采用 MOSFET 和控制器及半橋設計的多層 PCB 相關指南，以實現出色的 EMI 性能。當務之急是謹慎選擇功率級元器件和適合的 PCB 布局，最大程度地減小關鍵回路寄生電感。布局示例表明，可以在不犧牲效率或熱性能指標的情況下減少傳導電磁輻射。 迎接?EMI?相關挑戰 產生 EMI 的三個基本要素包括：電噪聲源、耦合路徑及受擾接收器。應對其中一個或所有基本要素，可以實現干擾抑制，從而實現合電磁兼容性 (EMC)。在實踐中，可以采用多種技術中斷耦合路徑和/或強化可能的受擾電路，例如插入 EMI 濾波器來抑制傳導干擾，借助屏蔽來降低輻射干擾等。 對于與降壓穩壓器的不連續輸入電流（或升壓穩壓器的不連續輸出電流）相關的低頻 EMI 頻譜幅值，采用傳統的濾波器級進行處理相對容易。然而，與開關換向期間電壓和電流的尖銳邊緣相關的高 dv/dt 以及 di/dt 會產生諧波分量，從而導致出現更大的問題。高電流柵極驅動器（在電壓低于 100V 時，通常集成在控制器中）可以以極高的速度開關功率 MOSFET。傳統硅 FET 的轉換率通常大于 10V/ns和 1A/ns，基于氮化鎵 (GaN) 的器件轉換率可能更高。我對本文第 2 部分中梯形開關波形的時域特性與其頻譜成分之間的關系進行了研究，闡述了波形的最陡斜率決定高頻頻譜的漸近包絡，因此，采用降低 dv/dt 和 di/dt 的方法有助于降低產生 EMI 的可能性。 除了電壓和電流的尖銳邊沿之外，與開關波形相關的過沖/下沖及隨后產生的振鈴也非常棘手。圖 2 顯示了硬開關同步降壓穩壓器的開關節點電壓波形。開關節點電壓振鈴頻率范圍為 50MHz 至 250MHz，具體取決于寄生功率回路電感的諧振 (LLOOP)及 MOSFET 輸出電容 (COSS)。此類高頻分量可以通過近場耦合傳播到輸出總線、周邊元器件或輸入電源線，并且難以通過傳統濾波衰減。同步 MOSFET 體二極管反向恢復存在類似的負面作用，當二極管恢復電流流入寄生回路電感時，振鈴電壓升高。
圖 2：同步降壓穩壓器在 MOSFET 導通和關斷轉換期間的開關節點電壓波形和等效電路 圖 3 的原理圖標出了降壓調節器電路 [6] 的關鍵高頻功率回路，代表了具有高轉換率電流的電路元件?？梢詫ι龎?、反相降壓-升壓、單端初級側電感轉換器 (SEPIC) 和其他拓撲進行類似檢查。最大限度縮減功率回路的面積至關重要，原因是該參數與寄生電感和相關 H 場傳播成正比。主要設計目標是通過減小寄生電感最大程度提升寄生 LC 諧振電路的諧振頻率。由此，降低存儲的無功能量總值，減少開關節點電壓峰值過沖和振鈴。此外，達到臨界阻尼因子的等效電阻實際上更低，因此任何振鈴都會更早衰減 - 在高頻時的趨膚效應增大回路的寄生電阻時更是如此。
圖 3：標出了同步降壓穩壓器中對 EMI 至關重要的高頻電流回路 圖 3 中，還顯示了導通和關斷期間高側和低側 MOSFET 的柵極驅動器回路。務必遵從功率級布局期間的特殊注意事項（下文討論），確保功率回路、柵極回路和共源寄生電感都盡可能低。 實現低?EMI?的?PCB?布局設計 以下步驟總結了 DC/DC 穩壓器中元器件位置和 PCB 布局的基本準則，以幫助盡可能降低噪聲和 EMI 信號。其中一些步驟類似于第 5 部分中針對采用集成 MOSFET 的基于轉換器的設計所介紹的步驟。在后續部分，我將提供 PCB 布局案例研究，探討如何優化降壓穩壓器 EMI 特性。
布線及元器件排布
將所有功率級元器件排布在 PCB 頂部。 —? 避免將開關節點覆銅和電感放在底部，以免對 EMI 測試裝置的基準平面產生輻射。
將 VCC 或 BIAS 的旁路電容放置于靠近各自引腳的位置。 —? 在將 AGND 引腳與 GND 相連之前，首先電路中連入 CVCC?和 CBIAS?電容。
將臨近的自舉電容與控制器的 BOOT 和 SW 引腳相連接。 —? 利用鄰近的接地覆銅屏蔽 CBST?電容和開關節點，降低共模噪聲。
GND?平面設計
將 PCB 分層板中的第 2 層接地平面盡可能放在靠近頂層功率級元器件的位置，以消除 H 場、降低寄生電感及屏蔽噪聲。
使用位于頂層與第二層接地平面之間的低 z 軸間距獲得最佳映像平面效果。 —? 在 PCB 分層規范中將層間距指定為 6 mil。? ? ?
輸入和輸出電容
放置降壓穩壓器的 CIN，盡量減小將 CIN?連接到功率 MOSFET 所形成的回路面積。對于升壓穩壓器和 SEPIC 穩壓器的 COUT，同樣建議如此操作。 —? 功率回路分類為橫向或縱向，具體取決于電容相對于 MOSFET 的放置位置。
CIN?和 COUT?的接地返回路徑應由集中放置的頂層平面組成。 —? 使用多個外部或內部 GND 平面連接 DC 電流路徑。
使用外殼尺寸為 0402 或 0603 的低等效串聯電感 (ESL) 陶瓷電容，并放在 MOSFET 附近，以最大限度地減小功率回路寄生電感。
電感和開關節點布局
將電感放置在靠近 MOSFET 的位置。 —? 盡量減小開關節點覆銅多邊形面積，從而盡量避免電容耦合及減小共模電流。覆銅區應僅覆蓋電感焊盤并僅占用連接 MOSFET 端子所需的最小面積。
使用鄰近的接地保護并通過屏蔽限制開關節點噪聲。
檢查電感點位置，確保與開關節點相連的繞組末端位于繞組幾何結構內部的底部，由連接到 VOUT（降壓穩壓器）或 VIN（升壓穩壓器）的繞組的外層繞線提供屏蔽。
選擇在封裝下方設有端子的電感。 —? 避免使用可能產生天線輻射效應的大型側壁式端子。
盡可能使用電場屏蔽電感。將屏蔽端子與 PCB 接地平面相連。
柵極驅動器布線
將控制器放置在盡可能靠近功率 MOSFET 的位置。 —? 連接 HO 和 SW 的柵極驅動器時，應分別采用最小的布線長度和最小的回路面積，直接連接到高側 MOSFET 柵極和源極端子。 —? 將 LO 的柵極驅動器直接連接到接地平面上方的低側 MOSFET 柵極，并盡量減小介電間距。 —? 對柵極驅動器進行正交布線，盡量減少功率回路與柵極回路之間的耦合。
EMI?管理
連接 EMI 濾波器元器件時，應避免由電感和開關節點輻射產生的電場形成耦合。 —? 如果 EMI 濾波器與功率級的分隔距離不足，可將 EMI 濾波器放在電路板上轉換器的對側。
在 EMI 濾波器下方的所有層上開口，以防寄生耦合路徑影響濾波器的衰減特性。
根據需要，可添加一個與 CBOOT?串聯的電阻（最好小于 10Ω），限制 MOSFET 導通速度，從而降低開關節點電壓轉換率，減少過沖和振鈴。 —? 自舉電阻會改變驅動電流瞬變率，從而降低 MOSFET 導通期間的開關節點電壓和電流轉換率。
—? 為提高靈活性，可以考慮使用具有柵極驅動器專用源極引腳和漏極引腳的控制器。
任何所需的開關節點緩沖電路都應根據每次開關轉換時的瞬態電流峰值，占用最小的回路面積。 —? 將封裝尺寸最小的元器件連接到 SW（通常是電容），盡量降低其天線效應。
使用具有內部接地平面的多層 PCB，與雙層設計相比，其性能得到顯著提升?！? 避免阻斷 MOSFET 附近的高頻電流路徑。
考慮采用金屬外殼屏蔽優化輻射 EMI 性能。 —? 屏蔽外殼可覆蓋除 EMI 濾波器之外的所有功率級元器件，外殼與 PCB 上的 GND 相連，基本形成了一個帶有 PCB 接地平面的法拉第籠。
DC/DC?同步降壓控制器案例研究 圖 4 顯示用于汽車應用或噪聲敏感型工業應用的同步降壓轉換器電路 [6] 的原理圖。其中融合了有助于改善 EMI 性能的多項特性，包括恒定開關頻率操作、外部時鐘同步以及通過高側 MOSFET 受控導通實現的開關節點整形（轉換率控制）。為了幫助實現最佳的 PCB 布局，原理圖中將高電流走線（VIN、PGND、SW 連接）、噪聲敏感型網絡（FB、COMP、ILIM）和高?dv/dt 電路節點（SW、BST、HO、LO、SYNC）突出顯示。高 di/dt 回路類似于圖 3 中標示的回路。
圖 4：DC/DC 降壓穩壓器原理圖，其中標示出 PCB 布局的重要節點和走線 圖 5 顯示了功率 MOSFET 及輸入電容的兩種橫向回路布局。功率級位于 PCB 頂層，控制器放置于底部。橫向回路設計在頂層存在循環電流（圖 5 中用白框表示），該電流在第二層接地平面上感應出映像電流，以抵消磁通，從而降低寄生回路電感。 更具體來說，修改圖 5b 中的布局，使高側 FET (Q1) 旋轉 90 度。這樣可以改善 Q1 的散熱效果，從而更好地進行熱管理，并可以在 MOSFET 附近方便地放置外殼尺寸為 0603 的低 ESL 電容 (Cin1)，以實現高頻去耦?？紤]到功率級元器件的 U 型布局方向，較短返回連接的輸出電容將放置在低側 MOSFET。
圖 5：兩種傳統的橫向回路布局設計 改進后的?PCB?布局設計 圖 6 所示為改進后的布局，其優勢是可減小功率回路面積，使多層結構達到高效率。該設計將 PCB 的第 2 層用作功率回路返回路徑。該返回路徑位于頂層的緊下方，形成小尺寸物理回路。垂直回路中的反向電流可使磁場自行消除，從而進一步減小寄生電感。圖 6 中的側視圖展示了在多層 PCB 結構中形成小尺寸自行消除回路的概念。 將四個 0603 輸入電容放置在盡可能接近高側 MOSFET 的位置（位于圖 6 中大容量輸入去耦電容 CIN1?與 CIN2?之間），這四個電容具有較小的 0402 或 0603 外殼尺寸及較低的 ESL。這些電容的返回連接通過多個 12 mil 的過孔連接到第 2 層接地平面。第 2 層接地平面在 MOSFET 的緊下方提供了至低側 MOSFET 源極端子的電流返回路徑。
圖 6：采用垂直功率回路設計的功率級和控制器的布局 此外，開關節點覆銅多邊形區域只包含電感焊盤以及連接 MOSFET 所需的最小面積。接地平面覆銅區可屏蔽將 MOSFET 連接到電感端子的多邊形覆銅區。SW 和 BST 的單層布局意味著 PCB 的底側不會有 dv/dt 較高的過孔。這樣可以避免在 EMI 測試期間，電場與基準接地平面耦合。最后，在電感兩側各使用一個陶瓷輸出電容 COUT1?和 COUT2，優化輸出電流回路。在輸出端引出兩個并聯的返回路徑可以將返回電流分成兩部分，有助于減弱“地彈反射”效應。 圖 7a 所示為，圖 4 中的穩壓器采用圖 6 中的優化布局時，使用寬帶探頭測得的開關節點電壓波形。振鈴不明顯，只存在低幅度過沖和下沖，表示 50MHz 以上時 EMI 性能良好。為進行對比，圖 7b 顯示了采用圖 5b 所示橫向回路布局的類似測量結果。優化布局的峰值過沖降低約 8V。
圖 7：VIN?= 48V，IOUT?= 8A 時的開關節點電壓波形，(a) 為優化布局，(b) 為橫向回路布局 圖 8 所示為圖 6 中的轉換器在 150kHz 至 108MHz 下測得的傳導發射。使用 Rohde & Schwarz 的頻譜分析儀，所得檢測器掃描結果的峰值和平均值分別以黃色和藍色表示。結果符合國際無線電干擾特別委員會 (CISPR) 25 5 類要求。紅色限值圖象為 5 類峰值和平均值限值（峰值限值通常比平均值限值高出 20dB）。
圖 8：CISPR 25 傳導發射測量結果，(a) 頻率范圍為 150kHz 至 30MHz，(b) 頻率范圍為 30MHz 至 108MHz 總結 功率半導體器件的開關瞬變是傳導 EMI 和輻射 EMI 的主要來源。本文重點介紹在使用控制器和外部 MOSFET 的 DC/DC 穩壓器電路中，有助于降低 EMI 的 PCB 布局。關于布局的主要建議包括，盡量減小布局中的電流“熱回路”面積，避免阻斷電流路徑，采用具有內部接地平面的多層 PCB 結構實現屏蔽（性能遠超雙層 PCB），以差分對形式敷設短而直接的柵極驅動器走線，以及通過盡量減小開關節點覆銅區域面積來降低電場輻射耦合。 優化后的 PCB 布局有助于改善穩壓器的 EMI 信號（與降低 EMI 的其他常用“修復”手段不同，不會犧牲效率或熱性能）。盡管本文圍繞 EMI 敏感的同步降壓功率級進行論述，但只要能確定關鍵回路并實施文中建議采用的布局方法，通?？梢詫⑦@些概念推廣至任何 DC/DC 穩壓器。
第 7 部分 — 反激式轉換器的共模噪聲
作者：Timothy Hegarty 本系列文章的第 5 和第 6 部分介紹有助于抑制非隔離 DC-DC 穩壓器電路傳導和輻射電磁干擾 (EMI) 的實用指南和示例。當然，如果不考慮電隔離設計，DC-DC 電源 EMI 的任何處理方式都不全面，因為在這些電路中，電源變壓器的 EMI 性能對于整體 EMI 性能至關重要。 特別是，了解變壓器繞組間電容對共模 (CM) 發射噪聲的影響尤其重要。共模噪聲主要是由變壓器繞組間寄生電容以及電源開關與底盤/接地端之間的寄生電容內的位移電流所導致的。DC-DC 反激式轉換器已被廣泛用作隔離電源，本文專門對其 CM 噪聲進行了分析。 反激式拓撲 DC-DC 反激式電路在工業與汽車市場領域應用廣泛，由于可輕松配置成單個或多個輸出，尤為適合低成本隔離式偏置軌。需要進行隔離的應用包括用于單相及三相電機驅動器的高壓 MOSFET 柵極驅動器，以及工廠自動化和過程控制所用的回路供電傳感器和可編程邏輯控制器。? 反激式實現方案如圖 1 中的原理圖所示，該實現方案提供了一種結構簡單、元件器數量少的可靠解決方案。如果可以采用初級側穩壓 (PSR) 技術，則反饋穩壓無需使用光耦合器及其相關電路，從而能夠進一步減少元器件數量，簡化變壓器設計。具有功能型隔離的變壓器可直接實現電路接地隔離，而增強型隔離則用于安全要求極高的高壓應用。
圖 1：采用典型的 24V 電源或 12V/48V 輸入（分別用于工業或汽車電池應用）的 DC-DC 反激式穩壓器。圖中已明確標出具有磁化作用的反激式變壓器、漏電感以及電路寄生電容 反激式開關波形特性 圖 2 所示為以非連續模式 (DCM) 和邊界導通模式 (BCM) 運行的反激式功率級（如圖 1 所示）的初級側 MOSFET 和次級側整流二極管電壓波形[8]。圖 2a 突出顯示了 DCM 模式下的開關波形，其中初級側 MOSFET 在開關節點諧振電壓擺幅的谷值附近導通。圖 2b 所示為 BCM 開關波形，其中準諧振 MOSFET 在從二次側繞組電流衰減到零起約半個諧振周期延遲之后導通。在 DCM 和 BCM 模式下，初級側 MOSFET 均在零電流時導通。
圖 2：以 DCM (a) 和 BCM (b) 模式運行的反激式轉換器初級側 MOSFET 和次級側二極管電壓波形；跨越初級側繞組的 DZ 電路可鉗位與漏電感相關的電壓尖峰 ?除了開關期間尖銳的電壓和電流邊沿，對于 EMI，電壓尖峰過沖以及隨后產生的振鈴特性尤為棘手。每次換向都會激勵開關與二極管寄生電容和變壓器漏電感之間的阻尼電壓和電流振蕩。圖 2 所示為 MOSFET 關斷時的開關節點電壓前沿尖峰和高頻振鈴。振鈴特性取決于與 MOSFET 輸出電容 (COSS) 諧振的初級側漏電感 (LLK-P) 以及變壓器初級側繞組電容 (CP)。類似地，二極管電壓振鈴取決于與二極管結電容 (CD) 諧振的二次側漏電感 (LLK-SEC) 及二次側繞組電容 (CS)。過沖和振鈴都會產生較高的瞬態電壓 (dv/dt)，因此任何至接地端的電容耦合都會導致產生感應位移電流和 CM 噪聲。 以連續導通模式 (CCM) 工作時，主開關導通時反激二極管的反向恢復會產生額外的負面作用，使振鈴電壓升高并產生前沿尖峰電流，隨著恢復電流反映到初級側而流入初級側 MOSFET。注意，反激式磁性元器件主要相當于耦合電感，因為電流通常不會同時流入初級側和次級側繞組。只有在開關轉換期間才能出現真正的變壓器行為[10]，此時電流同時流入初級側和次級側繞組（漏電感中的電流逐漸增大）。 隔離式?DC/DC?反激式轉換器中的?CM EMI 圖 3 所示為反激式穩壓器的原理圖，其中連接有用于測量 EMI 的線路阻抗穩定網絡 (LISN)。紅色虛線表示穿過寄生電容到達接地端并返回到 LISN 的 CM 噪聲電流主要傳播路徑。電容 CZ?從初級側接地端 (PGND) 連接到次級側接地端 (SGND)，將次級側的 CM 電流分流回初級側，其作用是分流流經 CSE?并通過 LISN 返回的 CM 電流。
圖 3：雙線 DC-DC 反激式穩壓器（輸入端連接有 LISN）的 CM 噪聲電流傳播路徑。同時，還顯示了初級側基準的輔助輸出端 盡管初級側 MOSFET 漏極端子的高轉換率電壓是主要的 CM 噪聲源，但變壓器及其寄生電容是傳導 EMI 從初級側傳播到次級側的耦合通道，并且噪聲通過阻抗從輸出電路傳播到接地端。CM 電流主路徑（在圖 3 中由 ICM-SEC?表示）為，從變壓器的初級側流到次級側，并通過阻抗從輸出電路流到接地端。與非隔離轉換器類似，使用較小的開關節點覆銅面積，將 MOSFET 散熱器（如果需要）連接到 PGND，同時避免開關節點完全通過過孔連接到電路板底部[7]，這些措施都能消除從 MOSFET 漏極到接地端的耦合（在圖 3 中用 ICM-PRI?表示）。? 對于此處所述的情況，與變壓器相關的以下三大考量因素適用。 首先，緊密耦合變壓器繞組可以最大限度地降低漏電感，從而實現高效率和高可靠性，同時降低開關電壓應力。交錯設計是降低漏電感和繞組交流電阻的常用技術，因此，繞組間電容會相對變大。此外，對于具有印刷電路板 (PCB) 嵌入式繞組的平面變壓器，由于各個層堆疊緊密，各層的表面積大，因此，繞組間電容比傳統的繞線型設計更高。在任何情況下，將脈沖噪聲電壓源施加到這種分布式寄生電容，都會產生相對高的位移電流。該電流從初級側繞組流向次級側繞組，然后返回到接地端，從而產生較大的 CM 噪聲[11]。 其次，與寄生繞組間電容諧振的漏電感可能導致測得的 EMI 頻譜中出現明顯的高頻 CM 噪聲峰值。? 第三，由于磁芯材料介電常數較高，對電場的阻抗低，因此，由高 dv/dt 節點產生的雜散近電場很容易通過變壓器磁芯耦合。然而，如果將磁芯包上銅箔并將銅箔連接到 PGND，則磁芯與地之間的寄生電容 (CME) 會很小。 通常，反激式變壓器設計的優化不僅關乎解決方案尺寸、外形、效率和熱性能，對 CM 噪聲性能也有巨大影響。 CM?噪聲分析模型 圖 4a 所示為雙繞組變壓器，初級側端子和次級側端子分別由（A、B）和（C、D）表示。端子 A 根據輸入總線電容等效連接到 PGND，在 CM 噪聲分析的適用頻率下表現為有效短路。圖 4b 顯示的是變壓器的傳統靜電模型。從節能角度來看，可建立包含六個電容的雙繞組變壓器的寄生電容模型，其中包括四個繞組間電容（C1、C2、C3、C4）和兩個繞組內電容（CP、CS）。 除了影響脈沖開關電壓波形的 dv/dt 之外，繞組內電容不影響從初級側到次級側的位移電流。此六電容此模型不必要地提高了復雜性，并增大了變壓器等效電容的計算難度。但是，用等效噪聲電壓源代替非線性開關器件（根據 CM 噪聲分析的替換定理[12]）時，會將一個獨立或非獨立的噪聲電壓源與變壓器繞組并聯，并且可以去除兩個繞組內電容。繞組電容模型可簡化為四個集總電容，如圖 4c 所示，圖中?vSW?和?vSW/NPS?分別是初級側繞組和次級側繞組上的開關電壓源。假設漏電感較低，則繞組電壓會如預期般根據變壓器匝數比 NPS?變化。
圖 4.(a) 用于 CM 噪聲分析的雙繞組變壓器；(b) 六電容 CM 模型；(c) 四電容 CM 模型。 最后，當其中一個變壓器繞組等效連接到獨立電壓源（以替代非線性開關）時，兩個集總電容便足以表現出雙繞組變壓器繞組間寄生電容的特征。雙電容模型的推導與位移電流守恒原則一致[12,13]。如圖 5a 所示，可能的雙電容繞組電容模型總共有六種。圖 5b 顯示了其中一種可能的雙電容 CM 模型實現方案（使用電容 CAD?和 CBD）及其相應的戴維寧等效電路。
圖 5：(a) 六種可能的雙電容 CM 模型；(b) 雙電容 CM 模型及其戴維寧等效電路 雙電容 CM 噪聲模型可靈活地用于不同的隔離型穩壓器拓撲，并有助于通過實驗測量推導出變壓器集總電容模型[13]。CTOTAL?是用阻抗分析儀測得的變壓器結構化繞組間電容，測量時將初級側和次級側端子短接，然后將變壓器用作單端口網絡。對初級側繞組端子（A、B）施加源阻抗為 50W 的開關頻率正弦激勵信號，并測量 VAD?與 VAB?的電壓比，可由公式 1 推導出 CBD：
顯然，該模型的優點是通過簡單的實驗測量即可輕松推導出寄生電容，而無需了解變壓器結構或電位沿繞組的分布情況[13]。? 反激式穩壓器?CM?噪聲模型 圖 6 所示為具有初級側、次級側、輔助和屏蔽繞組的反激式變壓器的 CM 模型（與圖 3 類似，但包含一個初級側接地屏蔽繞組）。NA?和 NSH?分別是初級側繞組與輔助繞組以及初級側繞組與屏蔽繞組的匝數比。對于初級側繞組與輔助繞組的耦合以及初級側繞組與屏蔽繞組的耦合，由于電流僅在初級側流動，不會返回 LISN，因此對所測量的共模噪聲不產生影響，因此不考慮這些耦合。這樣，三個 4 電容電路便足以對初級側到次級側、輔助到次級側以及屏蔽到次級側繞組之間的耦合進行建模。根據用作 CM 噪聲低阻抗的輸入電容，初級側繞組的端子 A 與 PGND 短接。
圖 6：(a) 多繞組反激式變壓器集總 CM 寄生電容模型；(b) 雙電容 CM 模型；(c) 戴維寧等效電路 根據前面的討論，只需要兩個獨立電容和一個電壓源即可描述 CM 特性，表達式已包括在圖 6 中。如前文所述，CTOTAL?是測得的短路初級側基準繞組與短路次級側繞組之間的電容。 為建立圖 3 中反激式穩壓器的 CM 噪聲模型，圖 7 中用方框突出表示了隨后替換為適當雙電容 CM 變壓器模型的變壓器（包括初級側、次級側、輔助和屏蔽繞組）。根據替換定理，將電路中的非線性開關器件替換為時域電壓或電流波形與原始器件完全相同的電壓或電流源時，電路中的所有電壓和電流都不會發生變化。因此，電壓波形與 MOSFET 的漏源極電壓相同的電壓源 (VSW) 將代替 MOSFET。同樣，電流波形與二極管電流相同的電流源 (IDOUT?和 IDCL) 將代替兩個二極管。替代后，電路中的電壓和電流保持不變。 同時，輸入和輸出電容對 CM 噪聲的阻抗非常小，因此可將其阻抗忽略。CM 扼流器串聯阻抗表示為 ZCM-CHOKE，25W 測量電阻反映了 LISN 的特征。最后，去除了對流經 LISN 的 CM 噪聲沒有顯著影響的寄生電容。圖 7a 呈現了應用替換定理后反激式穩壓器的 CM 噪聲模型[14]。
圖 7：(a) 基于替換定理的反激式電路模型；(b) 應用疊加定理后反激式穩壓器的最終 CM 模型 ?與電壓源并聯或與電流源串聯的元器件對網絡中的電壓或電流無影響，因此可以去除。疊加定理可幫助分別分析 IDCL、IDOUT?和 VSW?的作用。顯然，IDCL?和 IDOUT?已短路，不會產生 CM 噪聲。圖 7b 顯示的是最終 CM 模型，公式 2 可計算在 LISN 測得的 CM 噪聲電壓：
隨后，可以方便地應用包含測得的 VSW?波形的電路仿真，對 CM 噪聲以及各個元器件所產生的影響進行分析。如果假設漏電感的阻抗遠低于總寄生繞組電容 CTOTAL，則可以認為該模型是準確的。顯然，減小 CBD?和增大 ZCM-CHOKE?或 CZ?都會導致噪聲電壓降低。注意，如果根據公式 1 測得的 VAD?為零，則 CBD?實際上是零，基本上消除了通過變壓器的 CM 噪聲。這是非常方便的測試變壓器是否平衡的手段。 基于雙電容變壓器模型的 CM 噪聲模型的一般推導過程遵循以下六個步驟：
應用替換定理，將非線性半導體器件替換為等效電壓源或電流源。替換的原則是，獲得易于分析的 CM 噪聲電路，同時避免電壓回路和電流節點。電壓源和電流源的時域波形應與原始器件相同。輸入電容和輸出電容對 CM 噪聲的阻抗非常小，因此視為短路。
如果將其中一個變壓器繞組與電壓源并聯，則將所有其他繞組替換為受控電壓源，因為繞組電壓取決于變壓器匝數比。
去除所有與電壓源并聯或與電流源串聯的元器件，簡化模型。
用圖 5a 中最能簡化 CM 噪聲分析的其中一個雙電容模型替換原來的變壓器。
根據疊加定理，分析由所有電壓源和電流源產生的 CM 噪聲。
分析使用步驟 1 到 5 創建的電路，去除對流經 LISN 的 CM 噪聲無影響的寄生電容。根據所得的 CM 噪聲模型檢查 CM 噪聲電流。
總結 從 EMI 的角度來看，傳統的硬開關隔離式轉換器與非隔離式轉換器相比更具挑戰。近來，業界對于隔離式 DC-DC 穩壓器中高頻變壓器的性能要求愈發嚴苛，尤其是在 EMI 方面。變壓器不斷變化的繞組間電容相當于 CM 噪聲的關鍵耦合路徑。 所提出的變壓器雙電容模型應用廣泛，使用簡單，這是因為其集總電容可通過一種簡單的測量方法輕松量化。在本 EMI 系列文章的下一部分，將采用該模型設計隔離型轉換器的 EMI 抑制技術并對其進行表征，其中包括噪聲平衡及噪聲消除等內容。
第 8 部分 — 隔離式 DC/DC 電路的共模噪聲抑制方法 ?
業界對于隔離式 DC-DC 穩壓器中高頻變壓器的性能要求愈發嚴苛，尤其是在抗電磁干擾 (EMI) 方面。在本系列文章的第 7 部分[1-7]?中，我們詳細探討了隔離式反激穩壓器中共模 (CM) 噪聲的主要來源和傳播路徑。 高瞬態電壓 (dv/dt) 開關節點是共模噪聲的主要來源，而變壓器的繞組間分布電容則是共模噪聲的主要耦合路徑。在第 7 部分中，我們在簡單方便的雙電容變壓器模型基礎上，采用共模噪聲等效電路來模擬流經變壓器電容的位移電流。在此期間，僅需使用一個信號發生器和一個示波器即可提取寄生電容并確定變壓器共模噪聲性能的特征，而無需進行在線測試。 在第 8 部分，我們將探討隔離式 DC/DC 電路的共模噪聲抑制方法。工作在高輸入電壓下的轉換器（例如，電動汽車車載充電系統、數據中心電源系統和射頻功放電源中的相移式全橋轉換器[8]?和 LLC 串聯諧振轉換器[9]）會產生較大的共模電流。在采用氮化鎵開關器件時，這種情況更為明顯，因為此類器件的開關速度 dv/dt 高于硅材質的同類器件。 對于隔離式設計，有多種抑制共模噪聲的方法，包括采用對稱的電路布局、在初級側接地端與次級側接地端之間連接一個電容、加入屏蔽層、增加平衡電容、優化變壓器繞組設計以及使用可調節共模噪聲消除輔助繞組。本文將以反激電路為重點，逐一解讀這些方法。 對稱式電路設計 在對稱式拓撲結構中，與地之間形成互補電勢的開關節點成對出現。如果關聯寄生電容相同，則產生的共模位移電流基本可以相互抵消。圖 1a 為雙開關正激轉換器（例如德州儀器 (TI) 的 LM5015）的原理圖[10,11]。圖 1b 為采用分立式初級側和次級側繞組的反激轉換器。這兩種轉換器的初級側電路均采用對稱式設計，具有異相電壓開關波形（SW1 和 SW2），可產生相反極性的共模電流，從而降低總共模噪聲。
圖 1：平衡繞組拓撲結構，采用對稱式初級側電路和等幅異相 dv/dt 開關波形，具有更低共模噪聲：(a) 雙開關正激轉換器；(b) 采用分立式初級和次級繞組的反激轉換器 ?圖 1a 為雙開關正激轉換器的拓撲結構，盡管這種結構早已為人所熟知，但其在共模噪聲抑制方面的優勢卻并未得到充分重視。圖 1b 為平衡繞組反激轉換器，其次級繞組同樣采用對稱式設計。分立式繞組通?？梢越诲e纏繞，以降低漏電感。這種電路的主要缺點是需要一個以 SW2 為基準點的浮動柵極驅動器。 對于單開關正激轉換器和 LLC 諧振轉換器拓撲，也可以采用類似的對稱式平衡繞組設計，如圖 2 所示。改進后的對稱電路需要額外增加一些元件，例如正激轉換器中的浮動柵極驅動器和 LLC 諧振電路中的附加開關，并且只有在變壓器的物理繞組結構產生對稱的寄生電容時才會產生共模衰減的效果。因此通常情況下，需要采用其他方法來抑制共模噪聲，并使用傳統的隔離式拓撲電路。
圖 2：對單開關正激轉換器 (a) 和 LLC 諧振轉換器 (b) 采用對稱式初級側繞組設計 在初級地與次級地之間連接一個電容 在三線 AC-DC 應用中，通常會在 EMI 輸入濾波器中通過一個 Y 電容將火線和零線連接到機箱地，用以衰減共模噪聲。但在雙線 DC-DC 系統中，由于沒有機箱地連接點，因此無法連接 Y 電容。在這類系統中，可以在初級側接地端 (P-GND) 與次級側接地端 (S-GND) 之間連接一個替代電容，將傳播到次級側的共模電流分流回初級側。 請參見第 7 部分圖 1 中的 CZ?電容。該元件是一種安全級電容，額定電壓為 1 kV 或更高，遠高于所需的隔離電壓規格。然而這種電容一旦在故障狀況下出現短路，就會大大影響電流隔離效果。此外，如果 S-GND 連接的共模電壓擺幅相對于初級側過大（例如在高側柵極驅動器偏置電源應用中），電容傳導的電流就會過大。同時，如果 DC-DC 級的前端是一個 AC-DC 前端整流器，則該電容可能會傳導工頻泄漏電流，這在實際應用中可能是不允許的，也是受到監管要求限制的[12-15]。 共模噪聲的平衡與消除方法 平衡方法分為變壓器內部平衡和外部平衡，可以降低與變壓器繞組電容相關的共模噪聲。內部平衡方法包括應用屏蔽層[16-18]、優化繞組設計以及使用噪聲消除繞組。而外部平衡方法最常見的是在所選初級和次級繞組端子之間加入一個平衡電容[12]。 屏蔽 屏蔽方法通過插入導線或金屬箔屏蔽層來降低流經繞組間電容的位移電流，從而阻止變壓器初級側繞組與次級側繞組之間的近場耦合。 例如，圖 3a 是一個反激轉換器，其初級側與次級側之間加入了一個傳統的單匝金屬箔屏蔽繞組。圖 3b 是 RM 型磁芯的示意圖，磁芯配有帶氣隙的中柱和垂直放置的繞組。在這半個繞組窗口中，共有兩個串聯的初級層 (2 x 12T)、一個次級層 (1 x 8T) 和一個屏蔽層。繞組采用非交錯式分層布局，分為 P1、P2、SH1 和 S1 四層。圖中還顯示了繞組層間寄生電容。
圖 3：(a) 反激轉換器，其初級層與次級層之間帶有傳統的金屬箔靜電屏蔽繞組，該屏蔽層連接到 P-GND；(b) 變壓器繞組窗口內的繞組層結構 在初級層 P2 與次級層 S1 之間，加入了一個單屏蔽層 SH1。該屏蔽層通常連接回初級側電路中的靜態電位點，例如圖 3 所示的本地 P-GND 或輸入電容的正極端子，即靜態交流節點。這樣可以阻止 P2 和 S1 之間的電耦合，并消除 P2 與 S1 之間的位移電流。 加入屏蔽層后，ipsh?將經由屏蔽層返回 P-GND，而不是流經輸出端而返回機箱地。但是，屏蔽層與相鄰次級繞組之間的電容依然存在。由于單匝屏蔽繞組與次級繞組的感應電壓存在差異（單匝次級繞組除外），因此在屏蔽層與次級繞組之間必然存在共模電流?？筛挠幂o助繞組的抽頭來驅動屏蔽繞組，使屏蔽繞組的平均電壓與次級繞組的平均電壓相符，以實現共模平衡[18]。 注意，由于磁芯采用高介電常數材料，圖 3 中 P1 層和 S1 層之間會存在耦合。所以，盡管單屏蔽層有助于減弱共模噪聲，但并不能徹底消除。此外，還有一個缺點是，隨著初級側與次級側間邊界數量的增加，需要的屏蔽層也越來越多。重要的是，屏蔽層會增大繞組之間的空間，從而導致漏電感增加。通常而言，應盡可能減小銅箔屏蔽層的厚度，以減少因鄰近效應引起的渦流損耗。在高開關頻率下，屏蔽層中的損耗會變得過大，而且屏蔽層也會使反射到開關節點的總寄生電容增大。 平衡電容的值與位置 圖 4a 為帶初級側、次級側和輔助變壓器繞組的反激轉換器的原理圖。NPS?和 NAUX?分別代表初級側與次級側繞組匝數比以及初級側與輔助繞組匝數比。對于初級側繞組與輔助繞組而言，由于電流僅在初級側流動，對共模噪聲不產生影響，因此不考慮這兩者之間的耦合。在第 7 部分中我們曾討論過，通過兩個 4 電容電路即可對初級側繞組與次級側繞組之間以及輔助繞組與次級側繞組之間的耦合進行建模（如圖 4b 所示）。
圖 4：(a) 帶輔助繞組的反激轉換器；(b) 三繞組反激變壓器的集總共模寄生電容模型；(c) 使用雙電容變壓器模型的共模噪聲等效電路 如果輸入電容對共模噪聲呈現低阻抗特性，則初級側繞組的端子 A 與 P-GND 之間短路?？梢允褂煤喕碾p電容變壓器模型，再以 ZSE?模擬 S-GND 與大地之間的電容耦合，最終的共模噪聲等效電路模型見圖 4c（有關更多相關信息和描述，請參見第 7 部分）。 公式 1 用于計算線路阻抗穩定網絡 (LISN) 中的共模噪聲電壓。從中可以看出，降低電容 CBD?可以使噪聲電壓降低。
公式 2 是 CBD?的理論表達式，該值可使用第 7 部分介紹的方法基于公式 3 進行計算：
可以通過增大公式 2 中各負項的值，將 CBD?平衡為零[13]。最簡單的方法是在初級側和次級側間變壓器端子 A 和 C 之間的 C3 上并聯一個電容。這一外部平衡電容的值為 CEXT?= NPSCBD。 同樣，如果 CBD?為負值（VAD?和 VAB?電壓異相），則在端子 B 與 D 之間的 C4 上并聯一個等于 |CBD| 的平衡電容，可實現平衡。注意，根據公式 3，如果測得的 VAD?為零，則 CBD?也相當于零，基本消除了通過變壓器的共模噪聲。這是非常方便的測試變壓器是否平衡的手段。 繞組設計 除了使用平衡電容外，還可以通過調整變壓器繞組層的位置，來優化共模平衡。根據成對繞組層的設計理念[12-15]，變壓器初級側和次級側的層具有相似的 dv/dt，因此，這些層的交錯重疊不會產生共模噪聲。繞組間電容兩端的平均電壓具有相似的幅值和極性，也可以最大程度減小甚至消除流經電容的共模電流。 一個最基本的原則就是，確保相鄰的初級側繞組層與次級側繞組層具有相似的電壓分布。如果繞組間寄生電容均勻分布于兩個成對繞組層之間，可以使電容的 dv/dt 保持為零，這樣便不會產生共模電流。 以圖 4a 的反激轉換器為例，其變壓器為交錯式三繞組（初級側、次級側、輔助）變壓器。盡管交錯式設計會增大繞組間電容，但出于降低漏電感和鄰近效應損耗的考慮，必須采用這種設計。圖 5a 是反激變壓器的半個繞組窗口，該變壓器包含三個串聯初級層 (3 x 12T)、兩個并聯次級層 (2 x 9T) 和一個輔助/偏置繞組層 (1 x 15T)。
圖 5：(a) 采用夾層繞組層結構的反激變壓器；(b) 繞組窗口內各繞組層的電壓分布 圖 5b 為在電壓沿繞組線性分布情況下的繞組電壓分布圖。為最大程度降低共模噪聲，應使初級側繞組層與次級側繞組層之間相鄰繞組層的平均電壓差達到最低。因此如圖 5a 所示，將交錯繞組層的排列順序設計為 S1-P1-S2-AUX-P2-P3。 采用如圖 5a 所示的端子連接時，P1 與 S1 或 S2 之間的平均電壓差最低。如圖 5a 所示，P1 始于 VIN（靜態節點），與兩個并聯次級層 S1 和 S2 相鄰。與之類似，AUX 繞組與 S2 層相鄰，因為 AUX 與 S2 之間的電壓差小于 S2 與 P2 或 P3 之間的電壓差。由于 AUX 與 P2 繞組均位于初級側，因此兩者之間的電壓差不會產生共模噪聲。兩者之間的位移電流同樣在轉換器初級側流動，不會被 LISN 視為 EMI。相反，如果采用 P1-S1-P2-S2-AUX-P3 這種完全交錯的繞組結構，由于 S1 與 P2 以及 P2 與 S2 這兩對繞組層之間的平均電壓差增大，共模噪聲將明顯增強。 可調節噪聲消除輔助繞組 圖 6 中的 AdjAUX 是一個可調節噪聲消除輔助繞組層，纏繞在次級層 S1 的外側，用以平衡繞組層內未完全消除的共模噪聲[13,14]。AdjAUX 的一個端子連接到 P-GND，另一個端子處于懸浮狀態。
圖 6：(a) 在外層增加可調節輔助繞組用以消除共模噪聲的原理圖；(b)繞組排列情況；(c) 電壓和電流分布 由于 AdjAUX 與 S1 之間的電壓差為負值，因此位移共模電流從 S1 流向 AdjAUX 繞組，再流回初級側。由于 P1 與 S1、P1 與 S2 以及 AUX 與 S2 層之間的電壓差為正值（本例中 P1 和 AUX 的匝數多于 S1 和 S2 的匝數），因此這樣有助于消除從 P1 流向 S1 和 S2 以及從 AUX 流向 S2 的位移共模電流。如圖 6b 所示，AdjAUX 繞組位于變壓器繞組的外層，因此可以方便地通過調整匝數來有效消除噪聲。 如圖 6c 所示，當 AdjAUX 繞組始于繞組窗口的頂部時，AdjAUX 與 S1 層之間的電壓差最大，需要較少匝數來達到消除噪聲的效果，而如果 AdjAUX 繞組位于窗口底部，則需要的匝數就會更多。 由于 AdjAUX 繞組不靠近氣隙，會產生零磁場，因而沒有渦流功率損耗。這樣，變壓器交流繞組損耗低于采用傳統屏蔽層時的損耗。同時，由于繞組層之間沒有屏蔽層，繞組間的互耦增高，使得漏電感降低[18]。最后，可以結合第 7 部分介紹的變壓器平衡檢測技術，來方便地設計 AdjAUX 繞組層，無需任何在線測試。 總結 共模噪聲是高頻隔離式 DC/DC 轉換器設計中需要重點關注的問題。為了提高功率密度，設計師們往往會考慮增大開關頻率。而隨著開關頻率的增大，初級側開關節點的高 dv/dt 以及通過變壓器繞組間電容的相關共模干擾已經給系統帶來不利影響。要降低共模噪聲，可以采用對稱式拓撲設計、加入屏蔽層以及平衡電容等方法。在進行繞組設計時，也可以通過正確布置變壓器層以及在繞組層端子與電路節點間選擇最優的連接，來達到降噪的目的。此外，在變壓器外側纏繞輔助的噪聲消除繞組也可以平衡共模噪聲。對于某些拓撲結構，可以單獨這些方法，而為了滿足規范要求并解決復雜的共模噪聲問題，也可以發揮這些方法的組合優勢，以達到提高降噪效果的目的。
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第 9 部分 — 擴頻調制 ?
削弱電磁干擾 (EMI) 是所有電子系統中存在的問題。許多規范將電磁兼容性 (EMC) 與適應規定屏蔽下干擾功率譜級的能力相關聯，恰恰證明了這一點 [1]。尤其是高頻開關 DC/DC 轉換器，開關換向過程中存在的高轉換率電壓和電流可能在穩壓器自身（EMI 源）以及附近的敏感電路（受 EMI 干擾的設備）中產生嚴重的傳導和輻射干擾。本系列文章 [1-8] 的第 5 部分和第 6 部分回顧了多種適用于非隔離穩壓器設計的 EMI 抑制技術。第 7 部分和第 8 部分回顧了隔離設計中的共模 (CM) 噪聲及其抑制技術。
一般而言，遵守電磁標準對于開關電源愈發重要，這不僅局限于總光譜能量過大，更多的原因是能量集中在基本開關頻率及其諧波的特定窄帶中。為此，第 9 部分提出通過擴頻調頻 (SSFM) 技術將頻譜能量分配到頻譜中，使基波和諧波噪聲峰值幅值變得平整。圖 1 所示的擴頻效應可作為本系列文章前幾部分中介紹的 EMI 抑制技術的補充降噪方法。
圖 1：擴頻效應
擴頻調制
本系列文章第 5 部分和第 6 部分中探討的 EMI 抑制技術重點關注減小天線因子，實現方式為謹慎使用高轉換率電流 (di/dt) 回路布局以及采用適當的緩沖電路和柵極驅動電路設計來避免劇烈的瞬態電壓 (dv/dt)。這些方法通過降低總功率來調整傳導噪聲和/或輻射噪聲功率頻譜的形狀，主要對高頻有效，對于低頻的作用效果可能較為有限。 相反，1992 年首次針對 DC/DC 轉換器提出的擴頻調制（也稱為抖動）[9] 希望在不影響總噪聲功率的前提下針對傳導和輻射干擾功率譜的形狀進行調整。通過在時域中對基準時鐘信號進行頻率調制 (FM)，會根據調制信號在頻域中對基波和諧波分量進行掃頻 [9-14]。如圖 1 所示，每個諧波均轉化為若干個幅值較小的邊帶諧波。
噪聲頻譜從大頻譜峰值集中在開關頻率及其諧波處的一系列頻譜變為更加平緩、峰值更小并且更加連續的頻譜。 從實際 EMC 的角度來看，當窄帶 EMI 源的信號頻率與受 EMI 干擾的敏感頻率范圍相匹配時，可在給定時間窗口內傳輸大量功率，受 EMI 干擾的設備受到干擾或發生故障的概率隨之增大。如果將 EMI 源信號擴展到大于受 EMI 干擾設備的敏感帶寬，耦合到受干擾設備的噪聲功率隨之減小，從整體改善 EMI 性能和可靠性。
周期性調制函數
周期性擴頻調制技術的主要作用是將各諧波擴展到預設頻段，降低峰值幅值并減弱 EMI 水平。在這一背景下，公式 1 提供了通過擴頻調制對正弦載波進行調頻的一般分析表達式：
其中?A?是未調制信號的幅值，fc?為載波頻率，Δf?是頻率偏差。 歸一化周期調試函數為?ξ(t)，反映了擴頻的頻率變化。表 1 列出了正弦波、三角波和指數（也稱為三次方或“好時之吻”）調制曲線 [10] 的數學表達式。其中，kT?是三角波曲線的對稱指數，取值范圍為 0 到 1，p?用于指定指數曲線的凹度系數。如果?kT?為 0.5，則三角波曲線具有對稱的三角形圖案。
表 1：正弦波、三角波和指數調制曲線，其中 fm?和 Tm?分別為調制信號頻率和周期 ?圖 2 所示為采用 10kHz 調制頻率的正弦波、三角波和指數調制信號。圖中還可以看出，通過調制 100kHz 正弦載波信號得出的相應擴頻結果與公式 1 一致。每個圖象的頂部均指出明顯的瞬時載波工作頻率。
圖 2：fc?= 100 kHz、Df = 50 kHz、fm?= 10 kHz、kT?= 0.5 和 p = 70 kHz 時的正弦波 (a)；三角波 (b) 和指數 (c) 調制曲線 其它相關項分別為公式 2 和 3 得出的調制系數與調制比：
s(t)?的總功率等于?A2?/ 2。根據卡森帶寬規則，總功率使用擴頻技術分配，即擴頻后的能量有 98% 包含在公式 4 中給出的帶寬 B 中（請參見圖 1）：
對于更為復雜的波形，比如開關節點電壓波形或 DC/DC 轉換器的輸入電流波形，更改瞬時頻率相當于對傅里葉級數展開的每個構成諧波應用公式 1。唯一的區別在于會將第?n?次諧波在?n?倍卡森帶寬（由公式 5 得出）的帶寬范圍內進行擴頻。? s(t) 頻譜的實際形狀由 Df?和?ξ(t) 決定。如果?ξ(t) 是周期為?Tm?的周期函數，則?s(t) 的頻譜呈離散狀態，這意味著可將信號分解為一系列頻率為?fc?±?k/Tm?的正弦音調，每個信號的幅值為?Ak?？赏ㄟ^貝塞爾函數計算正弦調制的?Ak?[9，10]，而三角波調制的頻譜形狀已通過 Matlab 仿真進行評估 [11]。 真正連續的功率頻譜只能通過非周期調制函數獲得（如使用混沌序列發生器或隨機序列發生器獲得），并通過功率頻譜密度進行描述。
與周期擴頻技術相反，非周期調制測得的頻譜形狀與測量儀器的分辨率帶寬 (RBW) 設置無關 [15，16]。下一節將探討 RBW 對于 EMI 測量的影響。 雖然正弦擴頻技術更易于分析和實現，但無法獲得最佳頻譜形狀并且諧波衰減未達到最大程度。如圖 3 所示，調制波形頻譜中的能量趨向于集中在調制波形中時間導數較小、靠近正弦波形波峰和波谷的各點對應的頻率。另一方面，指數調制函數具有最平坦的頻譜，可針對靠近卡森帶寬兩端出現的二階效應而產生的峰值進行補償，進一步減小 EMI。然而，指數波形在實踐中難以實現，通常需要復雜的失真電路或查詢表。
圖 3：正弦波 (a)、三角波 (b) 和指數 (c) 調制曲線及頻域特性 線性三角形調制代表圖 3 所示的調制曲線之間已達到良好的折中，很容易在模擬和數字域中實現。通過選擇經過優化并且正確定義的三角波驅動信號頻率，最大限度地降低測得的 EMI 頻譜的峰值，可以為汽車等大批量、成本優化型應用提供穩健的設計。
通過擴頻優化?EMI?抑制
國際規定要求使用 EMI 接收器進行測量。EMI 接收器的本質是額外配備一些輸入濾波器的模擬頻譜分析儀。鑒于測量 EMI 的超外差頻譜分析儀的復雜性 [16]（特別是解調包絡檢波器和峰值/準峰值/平均值檢波器的非線性），[11] 中的研究人員使用 EMI 接收器的 Matlab 模型，通過基于三角波調制的擴頻技術計算降低的 EMI，從而得出三角波擴頻的優化曲線。舉例來說，圖 4 提供的噪聲級下降曲線基于多個頻率偏差值 Df，均為 EMI 接收器 RBW 設置的倍數。請注意，如果?m?超出某一特定值，EMI 抑制性能隨之下降。
圖 4：與不同 RBW/Df 比的 EMI 接收器響應相一致的三角波調制功率頻譜噪聲級下降，其中固定 Df 并改變 fm?時，調制系數會發生變化。0dB 基準是未調制的情況 選擇調制擴頻參數 Df?和?fm?時，需要在兩方面進行權衡。首先，Df?應足夠大，減小 EMI 測量值并降低易受 EMI 影響的設備所受的干擾。例如，為了避免在 AM 無線頻段內產生干擾，汽車 DC/DC 穩壓器通常使用外部電阻將自由運行的開關頻率設置為 2.1 MHz（容差為 5%-10%）。為了在 1.6 MHz 的最大 AM 頻段中以足夠的裕度運行，合理的方法是在 100kHz 至 150kHz 的范圍內使用 Df?進行中心擴頻調制，可避免對穩壓器輸出電壓紋波幅值和效率性能造成過大干擾。
確定 Df?后，優化 EMI 性能的附加自由度取決于所選調制頻率。根據圖 4，調制系數?m?應具備一個適宜的中間值，大到可提供 EMI 衰減，同時小到 RBW 帶通濾波器的時域效應不適用。具體而言，如果?fm?過低，瞬時干擾信號頻率處于 RBW 濾波器響應時間內的時間間隔會增大。信號長時間以未調制狀態出現在測量窗口中，可以有效測量未調制信號的幅值。這種短期時域效應同樣應用于易受 EMI 干擾的電路及其敏感頻段。 因此，在規定頻率范圍內使用指定 EMI 測量設置時，為了正確估計擴頻技術的影響，務必考慮時域特性。例如，針對汽車應用的國際無線電干擾特別委員會 (CISPR) 25 等規定要求，在 150kHz 至 30MHz 以及 30MHz 至 1GHz 的頻段進行測量時，RBW 設置應分別為 9kHz 和 120kHz。按照經驗法則，如果將?fm?設置為與要求的 RBW 相近，則 EMI 接收器能夠獨立測量各個邊帶諧波，使測量結果與預期計算值相符。
實踐案例研究
圖 5 為使用兩個雙相可堆疊控制器的四相同步降壓穩壓器電路 [17] 示意圖?？刂破鞑捎枚喾N功能降低 EMI，包括恒定開關頻率操作、外部時鐘同步以及通過分離各電源開關的柵極驅動輸出實現開關節點整形（轉換率控制）。 控制器工作時使用的電阻可調節開關頻率高達 2.2MHz，進行外部同步后可達 2.5MHz。SSFM 可通過以下三種方法進行配置：
使用控制器的外部同步 (SYNCIN) 輸入，施加采用所需調制技術的頻率信號。
通過電阻將調制信號與 RT 引腳耦合。
使用 DITH 引腳上的電容設置調制頻率，然后使用內置的 ±5% 三角波擴頻（抖動）函數。
圖 5：采用三角波擴頻調制的四相同步降壓穩壓器示意圖 給定的標稱開關頻率為 2.1MHz，使用集成擴頻功能時的頻率偏差 Δf?為 5% 或 105 kHz。EMI 接收器使用頻率為 9kHz 的 RBW 濾波器，在 150kHz 至 30MHz 的范圍內進行測量。頻譜分析儀中的 EMI 濾波器帶寬通常設定為 -6dB、具有四極并且波形接近高斯形狀 [16]，因此應用校正因數后，9kHz RBW 濾波器的 -3dB 有效帶寬認定為約 6kHz?；谂c圖 4 相似的優化曲線，使用公式 5 計算歸一化分辨率，可得出優化的調制系數約為 10：
此后，通過公式 6 推導出所需的調制頻率：
圖 6 顯示的是啟用和禁用擴頻后的開關節點電壓波形（使用圖 5 中的穩壓器測量）。圖 6b 中的波形范圍恒定不變，展示開關頻率的變化情況。
圖 6：禁用 (a) 和啟用 (b) 擴頻后的開關節點電壓波形 (VIN?= 13.5 V，VOUT?= 5 V，IOUT?= 20 A) 圖 7 所示為在 10 kHz 處設置三角波調制后，在 150kHz 至 30MHz 的范圍內測得的圖 5 中穩壓器的傳導輻射。使用 Rohde & Schwarz 的頻譜分析儀，所得檢測器掃描結果的峰值和平均值分別以黃色和藍色表示。測量結果符合 CISPR 25 5 類 的要求。紅色的限值線對應 CISPR 25 5 類的峰值限值和平均限值（峰值限值通常比平均限值高出 20dB）。
圖 8：禁用 (a) 和啟用 (b) 擴頻后，CISPR 25 5 類的傳導輻射結果（150kHz 至 30MHz） 總結 對于較為擁擠的電磁波譜，開關電源是導致電磁環境惡化的關鍵因素。擴頻技術改變傳導和輻射干擾功率譜的形狀，降低峰值輻射水平，從而符合國際 EMC 規定的要求。選用經過優化的調制頻率可實現一種系統級解決方案，其封裝和體積更小，同時降低固有成本并提升功率密度。
審核編輯：黃飛
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工商網監
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