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電源效率對于便攜式設備以及模擬 IC 的噪聲抗擾度來說都非常重要。本文主要介紹電壓參考電路，其不僅支持極低的工作靜態電流（低于 250nA），而且還符合標準CMOS工藝。這種電路針對各種應用進行了優化設計，適合便攜式電子設備、汽車、醫療設備，以及高電源抑制比（PSRR）和開關噪聲抗擾度都非常重要的片上系統（SoC）實施。
上述電壓參考在低頻率下支持 90dB。輸出電壓變化的標準偏差是0.5%，在-40°C 至125°C 溫度范圍內的溫度系數為15ppm/°C。這些特性可在1.6V 至5.5V 的電源電壓范圍內實現?？蓪嵤└鞣N用于為電壓參考實現輸入噪聲抗擾度的方法。
介紹
幾乎每款模擬電路都需要高精度高穩定參考電壓或電流源。不過，在選擇片上系統 （SoC） 技術時，參考電壓模塊不應成為限制因素。也就是說這類系統所選用的技術工藝對于參考電壓源來說并不一定總是最理想的。因此，其設計應該更穩健，才能適應各種技術工藝的變化。
電池通?？勺鳛?SoC 的電源。這就更需要提高工作在大電源電壓范圍內的電壓參考源的線性穩壓性能。要延長電池使用壽命，就需要低靜態電源電流。同時，還需要在寬泛頻率下實現高電源抑制比 （PSRR），以抑制來自高速數字電路、降壓轉換器或片上其它開關電路的噪聲。本文主要介紹具有高 PSRR 的超低靜態電流帶隙電壓參考。
基本帶隙電壓參考結構
改善PSRR的主題思想是在低壓降穩壓器（LDO）后面布置一個帶隙電壓源?，F有線性穩壓器拓撲在靜態電流、DC 負載穩壓、瞬態響應、去耦電容以及硅芯片面積要求方面存在很大差異。由于我們的目標是在沒有外部電容器的情況下，在同一芯片上提供全面集成型LDO，因而典型LDO結構并不適合。
這些結構與超低靜態電源電流相矛盾。為了緩解這一矛盾，您可為LDO使用與參考源相同的帶隙。不宜采用標準LDO結構的原因在于它需要輸出電容器來實現穩定工作。最佳選項是帶一個增益級的結構，其無需輸出電容器便可實現穩定。
低壓降穩壓器
圖1是該設計［1］中所使用LDO的內核及其簡化原理圖。圖1［2］ 中的M0和M4代表翻轉電壓跟隨器（FVF），其可實施無逆向功能及相關極點的單級穩壓。靜態電流由晶體管 M1 和 M3確定。晶體管M2可作為共柵放大器。
LDO 的開環增益由第一個級聯級（即晶體管M 2和M3）決定?？勺鳛樨撦d的M4 PMOS跟隨器存在低阻抗源，因此FET M0的輸出增益接近1。在圖2中的小型信號等效電路的幫助下，對所推薦的LDO結構進行穩定性分析，結果顯示只有一個極點（公式1）：
可作為補償電容器的M0柵源電容器可創建LDO的主極點。因此無需去耦片外電容器，便可使LDO［3］穩定。
圖 1.具有翻轉電壓跟隨器、無輸出電容器的 LDO
圖 2.LDO 的小型信號等效電路
這種LDO的另一項優勢是簡單的自啟動程序，其無需專用電路。最初，在電壓VDD為0時，VOUT 也為0，跟隨器M4在無反饋的情況下關閉，M1的偏置電流大于M3的偏置電流。因此，柵極電壓M0不僅可降低，而且還可驅動輸出電壓VOUT至所選的輸出電壓值。
這種架構的缺點是線路穩壓及 PSRR 差。原因在于低開環增益，因為它僅由一個增益級決定。合理的解決方案可能是第一級的級聯電流源，其可提高增益，進而可提高線路穩壓性能和 PSRR。
圖1中的LDO輸出電壓為（公式 2）：
其中，VSET 為參考電壓，VGS，M4 是 M4 的柵源電壓。
因此，輸出電壓對溫度和工藝變化極為敏感。要避免這種問題，就必須創建一個更為理想的跟隨器，其中 M4 是反饋環路的一部分（圖 3）。
圖 3.M4 位于放大器反饋環路中、無輸出電容器的 LDO。
這種情況下的輸出電壓為公式 3：
其中，A0 是放大器的開環增益反饋。對于高反饋放大器增益而言，可使用公式 4：
圖 4.具有電阻式分壓器、M4 位于放大器反饋環路、無輸出電容器的LDO
在反饋環路（圖 4）中添加電阻式分壓器后，輸出電壓轉變為：
VOUT=VSET（1+R1/R2）
FVF 反饋放大器不影響整體 LDO 穩定性，因為它位于主 LDO 反饋環路的外部。對于本地反饋環路而言，只要求設計方案穩定。
帶隙內核說明
所選用的帶隙內核（圖 5）采用在標準 CMOS 技術中廣泛使用的經典結構。
圖 5.所推薦帶隙電壓參考內核的簡化方框圖
通過添加雙極性晶體管的負溫度系數基射極間電壓，可獲得帶隙電壓的低溫系數，從而可通過在不同電流密度下偏置的兩個基射極間電壓之差獲得正溫度系數電壓。為電阻器 R2 和 R3 選擇相等的值，參考電壓就可表示為公式5：
其中VEB 是Q1的基射極間電壓，VT是熱電壓，IQ1和IQ2是通過晶體管Q1和Q2的電流，而IS，Q1 和IS，Q2則分別是Q1和Q2的飽和電流。
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