開關電源應用了半導體變流、電子及電磁、自動控制等電力電子技術

輔助電源，也就是交直交主回路意外的其他變換電源，一般我們習慣叫開關電源。開關電源綜合應用了半導體變流技術、電子及電磁技術、自動控制技術等電力電子技術，它和線性穩壓電源相比，具有功耗小、效率高、體積小、重量輕、穩壓范圍寬等突出的特點，因而被廣泛應用變頻器的輔助電源。但開關電源突出缺點是產生較強的電磁干擾EMI。它產生的EMI信號，既占有很寬的頻率范圍，又有一定的幅度。這些EMI信號經過傳導和輻射方式污染電磁環境，對通訊設備和電子儀器造成千擾。如果處理不當，開關電源本身就會變成一個子擾源。

由于IGBT模塊化的程度越來越高，主回路的設計不再那么復雜，反倒是開關電源這塊兒顯得更為難搞。今天我們就來簡單聊一聊開關電源部分。

之前我們在DC-DC部分講過幾個主要的電路拓撲，有聊過正激和反激兩種轉換方式，而對于小功率開關電源設計中，單端反激式變換器是應用最為廣泛的一種拓撲，多路輸出較為方便。

02單端反激式原理

我們在來簡單地了解一下單端反激式的變換原理，下面是一個簡單的電路圖:

單端反激變換電路是脈沖變壓器原副邊隔離多輸出的結構，原邊開關Q1導通，從同名端的標注可知，副邊感應電壓因二極管D反向不能產生回路電流，原邊輸入能量以磁能形式存儲在隔離變壓器(也是電感器)中；當開關Q1斷開時，二極管D正向偏置導通，副邊對電容充電和對負載供電的電流。由于開關Q1與二極管D的工作相位相反，即開關Q1關斷時D開通，耦合能量經副邊傳至負載，因此稱作反激式變換器。該電路的優點就是簡單，只需要一個磁元件，一個開關就可以完成多輸出隔離，降、升壓的要求。

該電路的磁元件設計有一定要求，它既是隔離變壓器，又是儲能的電感，在多繞組輸出時要求有良好的交叉調節特性（即副邊繞組相互之間耦合?。?。由于隔離變壓器具有儲能作用，為了使磁芯不易飽和，一般使用軟磁粉末壓制的磁芯并增加磁芯氣隙來增大磁芯的儲能，使其不易達到飽和。

這里使用了反饋回路進行輸出電壓控制，確保不同負載下輸

出電壓的穩定(普遍都會有此反饋)。

接下來我們以一個例子來聊聊反激式開關電源的設計步驟。

03設計和計算

設計要求：

1、輸入電源范圍：DC250V～DC850V

2、電源輸出穩態精度指標：

第1路：輸出電壓+15±5％V，輸出功率33W；

由此進行二次穩壓，輸出電壓+5±5％V，輸出功率4W；

第2路：輸出電壓-15±5％V，輸出功率2W；

第3路：輸出電壓24±10％V，輸出功率10W；

【注】：

①第1路和第2路為共地電源，第3路為獨立電源；

②當輸入電壓小于400V時，開關電源能正常工作，輸出功率可降為20W，當輸入電壓在400V~800V時，要求輸出功率能達33+2+10=45W。

3、電壓紋波指標：各路輸出紋波<2％。?

4、電源噪聲指標：各路輸出噪聲<5%(20MHz)。

5、輸出功率指標：輸出功率10～45W

6、絕緣耐壓及安規指標：電源輸入對輸出耐壓3750VAC。功率模塊(1200V模塊)驅動電路電源之間絕緣電壓2500VAC。功率模塊(600V模塊)驅動電路供電的電源之間絕緣電壓1200VAC。

確定拓撲

由于電源輸出路數較多，且輸出功率不大，電路選取完全能量傳遞方式單端反激式電路結構，如下圖：

開關管驅動控制芯片選電流控制型PWM芯片UC2844(這類芯片也是蠻多的，系列延伸也多，大家可以去了解一下)，輸出穩壓控制采用TL431基準源，開關頻率設定為41kHz。

確定電源工作狀態參數

①計算變壓器原邊輸入功率

我們這里假設變壓器的傳輸效率是95%，那么其原邊的輸入功率為：

Pin=Pout/0.95=45/0.95=47.4W

②確定最大導通占空比

設最小輸入電壓Uin,min=400V時，Dmax=31%

③確定開關頻率和變壓器原邊電感量

當輸入電壓為400V時，

假設開關頻率f=41kHz，則有

取L=4mH。

④計算變壓器原邊電流峰值

⑤最大導通時間

⑥確定變壓器變比并計算反激時間

由于變壓器工作在完全能量傳遞方式，其激磁和去磁的伏秒積相等，故有：

假設K=13，則：

⑦校驗

滿足能量傳遞方式的要求。

變壓器繞組電流的計算及線徑、匝數的選取

①計算變壓器原邊電流有效值

②變壓器原邊繞組線徑的選取

取導線的電流密度為24A/mm ，則線徑：

實際選取0.5mm。

③計算副邊繞組電流峰值

副邊繞組電流與負載電流波形如下：

在電路穩定工作時，流過副邊繞組濾波電容的平均電流為零，因此有副邊繞組電流的平均值等于負載電流，即：

第一路：

第二路：

第三路：

④計算副邊繞組電流有效值

第一路：

IS1=0.462*6.88=3.12A

第二路：

IS2=0.462*0.41=0.19A

第三路：

IS3=0.462*1.3=0.6A

⑤副邊繞組線徑的選取

按計算所需導線直徑時，應考慮趨膚效應的影響，當直徑大于兩倍穿透深度時，應盡可能采用多股導線并繞。當f=40kHz時，圓銅導線的穿透深度為0.3304mm，所以這里采用多股導線并繞，取導線的電流密度為24A/mm ，則線徑：

第一路：

實選0.75*4mm

第二路：

實選0.5mm

第三路：

實選0.75mm

⑥變壓器原邊匝數計算

實選130匝。

其中：

ΔB——磁感應強度(單位:T)，與磁芯材料、繞組電流大小和匝數有關

A——磁芯截面積(單位:2 mm)，這里選EC35磁芯。

此處Ton的單位用us。

⑦變壓器副邊主反饋繞組匝數計算

第一路：

⑧變壓器副邊其它繞組匝數計算

第二路：

第三路：

實取15匝。

副邊輸出濾波電容紋波電流有效值計算和電容選取

①按輸出紋波電壓的要求計算最小輸出電容

當電路穩定工作時，對任意負載均有：

其中：C為電容容量，Rc為電容阻抗。

各路輸出紋波電壓根據要求按1%計算，得各路電容應滿足的必要條件：

第一路：

第二路：

第三路：

②副邊輸出濾波電容紋波電流有效值計算

第一路：

第二路：

第三路：

③濾波電容的選取

綜合考慮以上3個條件：容量、阻抗、紋波電流的大小，選取以下電容：

第1路：

3*1000uF/35V，其并聯后的阻抗小于0.019Ω，允許紋波電流大于5.19A；

第2路：

560uF/35V，其阻抗小于0.082Ω，允許紋波電流大于1.16A；

第3路：

1000uF/35V，其阻抗小于0.058Ω，允許紋波電流大于1.71A。

副邊整流二極管的選取

①二極管反向耐壓

第一路：

第二路：

第三路：

考濾開關電源上電時的沖擊電壓，以上各管均選反壓200V以上的二極管。

②二極管正向電流及損耗

第一路：

第二路：

第三路：

整流二極管截止時，承受的反向電壓值

選取整流二極管要保證反向耐壓值URM＞UDP，整流二極管電流有效值應滿足IF＞Po/Uo=Io。

此外，為減小輸出紋波和噪聲，變壓器副邊輸出整流二極管應選快恢復二極管，且負載較大者應在副邊整流二極管兩端并聯阻容吸收電路，注意吸收電容的耐壓值要高，這里取R=100Ω，瓷片電容C=470pF，耐壓1kV。

開關電源原邊電路參數的計算

原邊電路圖如下：

①驅動電阻Rdrv的選取

這里Vcc>15V，當開關管Q的G極電壓達10V時，開關管能完全開通。為了使開關管的開通和關斷損耗最小，則應使：

取Rdrv=33.3Ω，其損耗為

P=fCiVCC2=41*0.99*152/103=9.1mW

其中

Rdrv——開關管門極驅動電阻

Ci——開關管Q的輸入電容

tr,tf——開關管開通和關斷時間

②電流采樣電阻Rs的選取

由于UC2844的第3腳電平大于等于1V時，其第6腳輸出低電平，則為了使電源能輸出最大功率，選：

Rs=1/Ip=1/0.76=1.32Ω

實際選用1Ω/1W。

③電流環濾波時間常數R1C1的確定

本電路主要是為了濾除門極驅動電流對UC2844第3腳電平的影響，一般門極驅動電流影響UC2844的電平小于0.1V能滿足要求。故有：

解得

R1C1≥193.8ns

?。篟1=1kΩ，C1=470pF

④吸收電路參數RCD的計算

a.電容C的選取

吸收電容的容量計算：

設原邊電感的漏感儲能全部由電容轉化為吸收電容的儲能，則：

其中：

Ls——原邊電感漏感

C——吸收電容容量

Uc——吸收電容電壓

一般要求ΔUc＜50V，Ls＜120uH，則C可選：

吸收電容耐壓的計算，電容耐壓的選?。?/p>

Vc＞13*15+50=245V

我們這里取600V。

b.吸收電阻的選取

這里我們選?。篟=51K/2W*2，其損耗為

P=(13*15)2/(102*1000)=0.373W

c.二極管D的選?。?/p>

反向耐壓要求

VR＞800+13*15+50=1045V

由于變壓器電感的電流峰值才0.76A，故選：D=1A/1400V可滿足要求。

⑤開關管Q的選取

直流母線電壓短時可能達到850V， 所以MOS管截止時，集射極間承受的最大峰值電壓

UCEP=Ui+nUo=850V+210=1060V

MOS管最大電流為

Ip+IRCD=0.95+0.265=1.215A

式中，IRCD為MOS管導通時RCD吸收電路產生的電流，可由下面吸收電路計算得到。

考慮到啟動瞬間MOS管電壓比正常工作時要高，所以選擇1500V的MOS管，其損耗為

式中，

Co.Q——MOS管輸出電容，125pF

Ron.Q——MOS管導通電阻，10Ω

tf——MOS關斷時的電流下降時間，60ns

⑥啟動電阻R2、R3的選取

依UC2844資料，其最大靜態工作電流為1mA，則應使：

選?。篟2=100K/2W*2+51K/2W*2；R3=100KΩ。

⑦啟動電容C2的選取

a.副邊輸出電壓上升時間tro的計算：

由于在副邊電壓上升的過程中，電壓環不起作用，僅有電流環起作用，電源進入限流工作模式，按變壓器的傳輸效率為0.95計算，有：

b.啟動電容C2的估算：

UC2844資料表明，當電源電壓低于10V，UC2844停止工作，其工作時最大工作電流為17mA，考濾其外圍電路的影響，取20mA。為了確保電源能一次性啟動完成，同時留1V裕量，應使：

(16-11)C2≥20tro

C2=4tro=36uF

暫取C2=100uF。

⑧打嗝電阻R4的估算

即

R4=133Ω

根據經驗，我們這里暫取R4=50Ω。

⑨振蕩電阻電容的選取

由于振蕩頻率為輸出開關頻率的兩倍，根據UC2844資料，選：

RT=4.7KΩ，CT=4.7nF

實際設計中，這兩個參數還需要根據實驗進行調整。

⑩開關管Q的功耗計算

電壓控制環參數計算

電壓反饋電路如下：

副邊電壓變化速度不快，故可采用低速光耦，適用的光耦有：TLP521、PS2501、PC817等，這里采用PS2501，其最小電流傳輸比為80％。為了能反映反饋電壓的變化，光

耦應工作于線性區，所以當反饋電壓為+15V時，設計光耦副邊電流為1mA，其原邊電流IF＝1.25mA，原邊壓降UD＝1.2V，I431A≈2mA。此處TL431A作比較器用， 即由R1、R2確定的REF端電壓U8與TL431A內部的2.5V基準電壓進行比較，因此陰極電位由外部電路決定。當反饋電壓為+15V時，U8＝2.5V，設定陰極電位U陰極為11V（U陰極可以設定的范圍為+5V~+12V，若設定值太大，管子功耗將大大增加）。當反饋電壓大于+15V時，U8增大，U陰極減小，IF增大，UC2844調節副邊電壓降低。同理可分析反饋電壓小于+15V的情況。

①分壓電阻R1、R2的選取

忽略TL431的Iref（約4uA）的影響，則有：

選：R1=10KΩ，R2=2KΩ

②電阻R7的選取

根據UC2844的資料和前面計算結果，得：

得VP1=3.68V

為了不使光耦原邊工作電流過小，取R7=1KΩ，此時流過光耦副邊的電流為：

(5-3.68)/1+1=2.32mA

根據PS2501資料查得此時光耦原邊電流約1.55mA，壓降

約1V。

③電阻R4、R5的選取

為了使電源有較好的電壓調節范圍，設計時選TL431第1腳的工作電壓為10V左右。

R4(1.55+1/R5)+1=15-10=5V，取R4=R5，得R4=R5=2.6KΩ，實取R4=R5=2KΩ。此時TL431第1腳的工作電壓為11V。

④比例電阻R3和積分電容C2的選取

此電源設計時其開關周期為24.4us，為使電源有較好的穩定度，選取R3C2約為開關周期的4~5倍，即

24.4*4=97.6＜R3C2＜24.4*5=122

選R3=10KΩ，C2=10nF

⑤微分電阻R6和微分電容C1的選取取

為使電源有較快的動態響應速度（小于1周期），同時又不致于過于靈敏，選：

R6C1=20us，取R6=2KΩ，C1=10nF。

以上的計算只是初步的，具體還需要根據實驗進行調整！

電源輸出過壓保護電路

原理圖如下：

電路的工作電源為UC2844的電源，電路的保護輸出端為Q3的集電極。電路在上電或正常工作時，穩壓二極管DZ1截止，Q2由于其基極下拉電阻R5而處于截止狀態，Q1由于其基極上拉電阻R1也處于截止狀態；同時Q1和DZ1的漏電流在R5上的壓降不致Q2導通，Q2的漏電流在R1的壓降不致Q1導通，由于Q1、Q2的正反饋作用，Q3處于截止狀態。當電源輸出過壓時，UC2844電源的電壓也隨之增大，當大于約18.6V時，DZ1、Q2、Q3導通，Q3導通使開關電源停止工作，Q2導通使Q1導通，同時由于Q1、Q2的正反饋作用，使其處于保持導通狀態，直至UC2844的電源電壓低于某值，流過Q1、Q2的電流小于其保持電流，電路才恢復截止狀態。但由于UC2844的電源有300KΩ的啟動電阻與開關電源的輸入相連，使流過Q1、Q2的電流大于其保持電路，因此電路有可能會一直處于保護狀態，直至變頻器掉電。但若電路參數設計得當，電路則工作于過壓打嗝保護狀態。

①器件功能

? 穩壓二極管DZ1，過壓設定值；

? 電阻R2~R4，三極管Q1~Q3的基極限流電阻；

? 電阻R1，三極管Q1的基極上拉電阻；

? 電阻R5，三菜管Q2的基極下拉電阻；

? 三極管Q1、Q2，與周圍電阻構成觸發保護電路；

? 電容C1、C2，濾波電容，提高電路的抗干擾性能。

②參數計算

a.選DZ1為18V的穩壓管，選Q1為PMBT4403的三極管，Q2、Q3為PMBT4401的三極管；根據Q1~Q3的資料，取其電流放大倍數均為30。

b.取R2=R3=R4=R5，同時能使電路在UC2844電源電壓低于5V時自動解除封鎖，則：

得：R2=11.1KΩ，取R2=R3=R4=R5=10KΩ。

c.為使電路能自動解除封鎖，則R1應滿足：

得R1<1.3KΩ,取R1=1KΩ。

d.由于本電路要具有一定的抗干擾性能，同時本電路對過壓保護的速度要求不高，電容C1、C2選常用的0.1uF電容。

04開環DC/DC開關電源

在大功率機型中，每個IGBT的驅動需要提供一個正向開通電源和一個反向關斷電源，6路IGBT需要6組電源，這些電源一般通過DC/DC變換得到。由于該電源的原邊電壓來自前級的AC/DC變換，電壓值一般比較穩定（12V、15V或者24V），因此這里的DC/DC變換采用開環控制即可。

如下圖：

通過合理設定NE555的開關頻率和占空比和脈沖變壓器的變比，可以得到穩定輸出的直流電壓，無需反饋。由于是低壓DC/DC變換，開關管使用的是低壓高速mos管，NE555的開關頻率一般可以到100k，這也提高了脈沖變壓器的轉化效率。