基于NCS21xR和NCS199AxR電流檢測放大器的濾波電路設計

由于多種不同的原因，可能需要在電流檢測放大器（CSA）的輸入或輸出端進行濾波。今天，我們將重點談談在使用真正小的分流電阻（在1 m?以下）時，用NCS21xR和NCS199AxR電流檢測放大器實現濾波電路。低于1 m?的分流電阻具有并聯電感，在電流檢測線上會引起尖峰瞬態事件，從而使CSA前端過載。我們來談談濾除這些特定的尖峰瞬態事件的主要考慮因素。

在某些應用中，被測量的電流可能具有固有噪聲。在有噪聲信號的情況下，電流檢測放大器輸出后的濾波通常更簡單，特別是當放大器輸出連接到高阻抗電路時。放大器輸出節點在為濾波器選擇組件時提供了最大的自由度，并且實現起來非常簡單，盡管它可能需要后續的緩沖。

當分流電阻值減小時，并聯電感對頻率響應有顯著影響。在小于1 m?的情況下，并聯電感產生傳遞函數中的零點，通常導致在100 kHz的低頻率下產生拐角頻率。這種電感增加了電流檢測線路上高頻尖峰瞬態事件的幅值，從而使任何并聯電流檢測集成電路（IC）的前端過載。這個問題必須通過在放大器輸入端進行濾波來解決。請注意，無論制造商如何聲稱，所有電流檢測IC都容易受到此問題的影響。即使尖峰頻率高于器件的額定帶寬，也需要在器件的輸入端進行濾波以解決此問題。

其他應用，如DC-DC轉換器和電源應用也可能需要在電流檢測放大器的輸入端進行濾波。圖1所示為建議的輸入濾波原理圖。

圖1. 輸入濾波補償小于1 m?的分流電阻的并聯電感，以及任何應用中的高頻噪聲

由于濾波電阻的增加電阻和它們之間的相關電阻失配會對增益、共模抑制比（CMRR）和VOS產生不利影響，所以輸入濾波是復雜的。對VOS的影響部分還歸咎于輸入偏置電流。因此，輸入電阻值應限制在10 Ω以下。至少，選擇電容器以精確地匹配分流電阻器及其電感的時間常數；或者，選擇電容器以提供低于該點的極點。

使輸入濾波器時間常數等于或大于并聯電阻及其電感時間常數：

這簡化為基于使用10 ?電阻來確定每個RFILT的CFILT值：

如果主要目的是濾除高頻噪聲，則應將電容器增加至提供所需濾波的值。

例如，100 kHz的濾波頻率需要一個80 nF電容。該電容器可以有一個低額定電壓值，但應具有良好的高頻特性。所需的電容器值可通過下面的公式計算：

瞬態抑制

在瞬態共模電壓大于30伏特（V）的應用中，需要瞬態抑制電路。有關如何設計瞬態抑制電路的詳細信息，請參閱http://www.onsemi.cn/pub/Collateral/NCS210R-D.PDFNCS21xR數據表中的基本連接應用注釋。

濾波并不總是必需的，具有最小的動態變化電流的電池供電的直流電路將是一個例子。大的、復雜的系統可能有高速變化的供電電流或電壓（例如服務器、計算機），往往需要濾波以提供干凈的信號，以進行電流控制、測量和分析。