一種基于di/dt和du/dt反饋的IGBT柵極驅動方法

隨著IGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor)制造工藝及集成工藝技術的日益成熟，其良好的開關特性被廣泛運用在新能源開發及智能電網等領域。在IGBT日益高頻化的運用中，開通與關斷瞬間產生的電流過沖與電壓過沖，嚴重影響著IGBT的可靠運行[1]。因此，控制IGBT開通時di/dt與關斷時du/dt的大小成為研究的一個熱點。

近年來，對于IGBT開通與關斷過程中的電流與電壓過沖的抑制已有一定的研究基礎。文獻提出了一種驅動脈沖邊緣調制技術，這種方法加重了DSP工作負擔，不適用于高頻化運用。文獻[3]采用傳統的增大柵極電阻及鉗位電路方法抑制過高的di/dt和du/dt，這種方法引入了不容忽視的柵極電阻損耗。文獻[4]給出了一種有源電流源IGBT門極閉環控制，這種調控方法的影響因子過多，不利于IGBT的穩定通斷。本文提出了一種基于di/dt和du/dt反饋的IGBT柵極驅動方法，設置兩個可調的參數α和參數β，調節反饋到柵極的電流實現對IGBT在開通時與關斷時相對應的di/dt和di/dt的控制，實現對電流與電壓過沖的抑制。提高系統的運行可靠性，延長器件使用壽命。

1IGBT的開關電路分析

為了模擬IGBT開關行為的相關特性，有效的方法是采用雙脈沖測試平臺進行仿真和實驗。半橋測試等效電路如圖1所示，由于上管的IGBT處于常關斷狀態，因此可由一個快速恢復的二極管代替。

為了保護IGBT，常采用帶有反并聯二極管的IGBT作為實驗對象，IGBT在開通時，由于上管的二極管續流作用，該電流與發射極電流進行疊加，出現尖峰電流Icp，其值如式(1)所示。

其中，i(off)為IGBT關斷時各個時間段的電流，v(off)為關斷時各個時間段的電壓。

i(on)、v(on)與di/dt有關[5]，i(off)、v(off)與du/dt有關，因此，隨著IGBT的di/dt與du/dt的減小，IGBT的損耗也隨之減小。

2IGBT開通時di/dt控制分析

IGBT開通時di/dt控制模型如圖2所示。

在IGBT的發射極串聯一個電感LE，在開通時，LE產生一個正比于di/dt的超調電壓UL。將這個反饋電壓轉化為可控的反饋電流反饋到柵極，調節電路中的參數α，實現對柵極電流的調控，從而控制開通時di/dt的變化。

2.1 開通時控制電路及控制分析

如圖3所示，為實現將電壓值轉化為可調的電流值，控制電路采用電壓控制的鏡像電流源模塊[6]。當電阻R1=R2=R5=R6，R3=R4時，R4上流過的電壓與輸入電壓UL相等。由于運放“虛短”和“虛斷”特點，因此流入運放的電壓為零，電阻R4上流過的電壓與電阻R0上流過的電壓相等。這樣控制電阻R0的值，就得到可控的反饋電流值IL，如式(5)所示。

2.2 開通時di/dt控制電路及控制分析

由圖4可知，在IGBT的發射級串聯一個無源反饋電感LE，IGBT在開通時LE反饋一個負的電壓值為UL，如式(6)所示。

由式(5)和式(6)可知，反饋電流IL值為正。IL不能直接加在柵極，以免對柵極電流造成沖擊，因此需要引入一個由Q5、Q6組成的鏡像電路，將流過Q6的電流鏡像到流過Q5的電路上反饋到柵極。這樣，實現了對IGBT開通時柵極電流的調控，IGBT開通時di/dt得到控制，如式(7)所示。

其中，gm是開關器件的跨導(A/V)，VT是柵極閾值電壓(V)，Rg是柵極電阻(Ω)，IL是發射級流過的電流(A)，Cgc是開關器件柵極-集電極之間的電容(F)，Cge是開關器件柵極-發射極間的電容(F)，Vcc是柵極開通驅動電壓，取+15 V。

3IGBT關斷時du/dt控制分析

IGBT關斷時du/dt控制模型如圖5所示。

在IGBT的集電極并聯一個電容CQ，在IGBT關斷時，電容CQ開始放電，產生一個正比于du/dt的超調電流與柵極電流相加。通過調節電路中的參數，實現對柵極電流的調控，從而調節IGBT關斷時的du/dt的變化。

3.1 關斷時控制電路及控制分析

如圖6所示，為了將電流值IQ變成一個可調的電流值，控制電路采用電流控制的鏡像電流源電路。當輸入電流為IQ時，由于運算放大器的“虛短”和“虛斷”特性，流入運放電流為零，電流全部流過電阻R1。又由Ui=Uo，這樣控制電阻R2的值，就可以得到可控的電流值Io，如式(8)所示。

3.2 關斷時du/dt控制電路及控制分析

由圖7可知，當IGBT關斷時，CQ開始放電，放電電流為2IQ，通過Q1、Q2組成的鏡像電路將電流均分為兩路電流值都為IQ的電流，2IQ電流值如式(9)所示。

由式（8）可知，通過兩次的電流源控制的鏡像電流源，將電流轉換為βIQ。設置參數β時，應滿足β<1，防止電容CQ的無功補償。同理，后級電路經過Q3、Q4組成的鏡像電路，將流過Q3的電流?茁IQ鏡像到流過Q4上，Q1與Q4的電流疊加為(1-β)IQ，進而反饋到柵極，實現對關斷時柵極電流的調控，IGBT關斷時du/dt得到控制，如式(10)所示。

其中，VEE是柵極關斷驅動電壓(V)，取-15 V。

4仿真與實驗

4.1 仿真分析

在Saber軟件中搭建IGBT雙脈沖測試電路進行仿真，IGBT型號選用IR公司生產的IRGPC50s；開關頻率為10 kHz；LS電感值設定為3 μH；反饋電感值選擇10 nH；反饋電容值選擇20 pF；調節α值為2:1，3:1，4:1，β值為1:2，1:3，1:4時所對應的開通di/dt和關斷du/dt的仿真波形如圖8所示。

從圖8(a)和圖8(b)仿真波形可知，隨著參數α的增大，對應IGBT開通時的di/dt隨之變小。隨著參數β的變小，對應IGBT關斷時的du/dt隨之減小。

4.2 實驗分析

為了驗證理論分析及仿真的正確性，搭建了雙脈沖實驗平臺。實驗參數為：IGBT型號為Hgtg20n120cn；開關頻率為10 kHz；LS電感值為1 μH；反饋電感值選擇10 nH，反饋電容值選擇20 pF。調節α值為2:1，3:1，4:1和β值為1:2，1:3，1:4時所對應的開通di/dt和關斷du/dt的實驗波形如圖9所示。

圖9(a)和圖9(b)分別為IGBT開通與關斷時di/dt和du/dt對應的波形，實驗驗證，隨著參數α的增大，對應IGBT開通時的di/dt隨之減小。隨著參數β的變小，對應IGBT關斷時的du/dt隨之減小。

在500 V/50 A實驗條件下，表1給出了IGBT在開通時不同的參數α對應的測試數據。表2給出了IGBT在關斷時不同的參數β對應的測試數據。

由表1和表2可知，隨著參數α的增大，對應IGBT開通時的Irr隨之減小，開通時間增加，開通時的損耗減小。隨著參數β的變小，對應IGBT關斷時的Vos隨之變小，關斷時間增加，關斷時的損耗變小。

5結論

本文提出的驅動控制方法能夠實現對IGBT開通di/dt與關斷du/dt的控制。通過調節參數α能有效調節IGBT開通時di/dt的變化，調節參數β能有效調節IGBT關斷時du/dt的變化，從而抑制IGBT開通時電流過沖和關斷時的過壓損壞，有效抑制開關管的誤導通。同時減小了IGBT開通與關斷時的損耗，有利于提高IGBT的運行可靠性，延長器件使用壽命。