介紹了一種基于LLC諧振變換器的數字充電方案

LLC諧振變換器作為工業應用最為熱門的拓撲結構之一，具有組件少、開關應力小、效率高等優點[1]。因此應用于很多場合，特別是高電壓低電流輸出的應用。LLC拓撲結合了SRC和PRC的優點，不僅可用于升降壓狀態，同時諧振槽路電流可以反映負載的大小。LLC諧振變換器在寬電壓范圍很大的情況下具有較好的電壓調節特性。LLC諧振變換器中，原邊MOS管ZVS開通，副邊整流二極管ZCS關斷，軟開關得以實現，一定程度上降低了開關損耗，便于高頻化的實現，提高了效率和功率密度[2]。

文獻[1]提出了一種新型LLC拓撲，具有較低的導通損耗和頻率變化范圍。文獻[2]提出了一種混合控制LLC的方法，當其工作在不同輸入電壓下時，分別采用變頻和移相控制。文獻[3]提出了一種輸入電壓范圍不寬的定頻控制LLC的方法。文獻[4]提出了雙移相控制雙向LLC諧振變換器，在兩個功率傳輸方向上分別采用雙移相和變頻控制策略。由于LLC串聯諧振變換器在寬電壓輸入下應該具有小的勵磁電感來獲得高的電壓增益，因此造成了原邊嚴重的導通損耗。而變頻控制為了覆蓋寬范圍輸入，工作頻率范圍較寬，不利于磁性元件的設計[3]。

本文通過對LLC拓撲的原理和特性進行分析，對主電路進行優化設計，使其能夠在工作電壓和全負載范圍內實現所有開關管的零電壓開關且開關管的電壓應力能降到最低。采用定頻移相控制可以在不降低頻率的情況下獲得高的直流電壓增益。設計了一臺350 V~500 V輸入，200 V/5 A輸出的樣機，利用Saber軟件初步驗證分析的可靠性，最后對樣機進行實驗驗證，證明了方案的正確性。

1 LLC諧振變換器的原理及分析

1.1 LLC諧振變換器主拓撲結構

LLC諧振變換器如圖1所示[1]，與傳統諧振變換器不同的是，LLC變換器的一個整流橋臂上的兩個整流二級管由SR開關代替。SR開關與初級側開關同步頻率調制，以便減少二級側開關的導通損耗。

使用諧波近似法可以得到LLC諧振變換器的直流輸出電壓增益為：

由式(1)可以得到諧振變換器在不同Q值下相應的增益曲線。如圖2所示，當其工作在不同負載下，開關頻率變化范圍較小，不會出現輕載調整率的問題。如果采用變頻控制，工作頻率范圍會比較寬，空載可能會出現電壓失調的狀態。本文采用定頻控制，根據負載電壓的變化，調節開關管驅動信號的占空比或移相角以穩定輸出電壓。

1.2 工作模式分析

本文采用定頻移相控制模式，如圖3所示。

即在高電壓輸入時，SR開關打開與原邊開關同步，因為電流流過二次測的開關通道，具有較小的導通電阻，次級整流的導通損耗降低。SR開關在不需要關閉之前，整流器電流直接變成0。由于電流流過串聯整流二極管和SR開關，整流二極管防止整流電流為負，使SR開關工作在正半周期。當開關頻率小于且接近諧振頻率時，LLC工作在斷續模式，LLC諧振變換器運行方式與傳統諧振變換器類似，這里不再具體闡述，其關鍵波形如圖4所示。

當變換器的輸入電壓低的時候，采用移相控制，即副邊SR開關通過控制柵極信號的相移，以至于變換器可以在不降低開關頻率的情況下獲得高的電壓增益。由于變換器工作頻率范圍較窄，可以選擇一個小型變壓器，以便降低變壓器磁芯尺寸和導通損耗，使其在整個負載獲得最大化效率。移相模式下關鍵波形圖如圖5所示。

開關模態1（t0~t1）：Q1開通，Lr上的電壓為Vin－VCr，諧振電流從漏極流過源極，諧振腔電流iLr線性增長。諧振電流和勵磁電流的能量差通過副邊整流傳遞到負載。由于SR2持續導通，加在勵磁電感兩端電壓為零。

開關模態2（t1~t2）：SR2關斷，由Cr儲存到Lr上的能量通過DR1和SR2輸出到電容C0。變壓器勵磁電感兩端電壓被鉗位，此時VLm=nVout。iLm線性增加，諧振腔電流iLr以（Vin－VCr－nVout）/Lr的斜率減小，最終與勵磁電感上的電流相等，即iLr=iLm。

開關模態3（t2~t3）：Dr1關斷，因為SR1持續開通，變壓器次級不會反射到初級側。Lr和Lm組成的諧振網絡上的電壓為Vin－VCr，此時Lr和Lm同步增長。輸出濾波電容C0給負載提供能量。

開關模態4（t3~t4）：Q1關段，Q2未開通，進入死區時間。由于SR2保持開通，Cr繼續給Lr放電，諧振腔電流線性增長。此時Q2寄生電容開始放電，為Q2的ZVS開通做準備。

開關模態5（t4~t5）：階段5與階段1對稱，這里不再重復，其余的切換時間變換器工作模態和以上依次對稱。

2 LLC諧振變換器設計

2.1 主電路關鍵參數設計

諧振網絡參數的優化設計是決定變換器是否可靠的重要一環。本設計參數：諧振變換器的輸入電壓為350 V~500 V；額定電壓Uin=450 V；輸出電壓V0=200 V；fr=100 kHz。當輸入在450 V~500 V時，諧振變換器工作在諧振頻率附近，當輸入在350 V~450 V時，在不降低開關頻率的前提下副邊SR采用移相控制。

(1)變壓器變比：

增益范圍為0.91~1.30。設計參數時，除了符合增益要求，原副邊電流有效值和調頻范圍要盡可能小。樣機參數如表1所示。

2.2 變壓器設計

變壓器設計得是否合理影響著開關電源的效率和性能。當變換器工作在定頻模式下，LLC工作在諧振頻率附近，最大磁通密度為：

從式(6)可以看出當輸入電壓增加時，D減小。根據之前分析在移相期間勵磁電感兩端電壓為零，在輸入電壓降低時通過定頻移相提高輸出電壓。D的增加使得iLm的振幅降低，由于在最小電壓輸入時LLC諧振變換器具有最大磁通密度，因此變壓器可以選用一個盡可能小的磁芯，以便降低變壓器鐵芯損耗，提高功率密度。

本設計中變壓器采用EI25型磁芯，其磁芯截面積Ae=0.41 cm2，磁通密度Bw=2 140高斯。

2.3 軟件部分設計

主程序流程圖和ADC中斷程序流程圖分別對應圖6中的(a)和(b)，軟件在進行副邊移相以實現高壓輸出的同時也進行電壓閉環的調節，使輸出電壓達到穩定值[4]。由于DSP芯片內部帶有ADC模塊，LEM采樣將輸出電壓反饋給DSP的ADC模塊，在AD中斷程序里讀取采樣，讀取輸出信號并且對采樣結果進行存儲，然后通過數字濾波后進行PID控制算法的調用，根據計算后的誤差對所需控制量進行PWM驅動信號的更新，最終確定相位角[5，6]。

3 仿真及實驗分析

根據上述分析及樣機的參數設計搭建了Saber仿真模型，初步驗證了本文設計的數字LLC諧振變換器的正確性及穩定性。

圖7和圖8分別為LLC諧振變換器在定頻和移相模式下的諧振槽電流波形，可以看出勵磁電感流過電流較小，因此初級側在滿足ZVS開通的前提下導通損耗較小。負載范圍內iLm和iLr的差值可以最大化的通過副邊整流輸出到負載，有效的提高了變換器的效率。

從圖9中可以看出，負載輸出電壓為200 V左右，紋波幅值在0.2 V以下，輸出電壓比較穩定，滿足精度要求。

軟件部分調試過程中關鍵是對PWM驅動信號進行調試，圖10為同一橋臂MOSFET帶死區的PWM驅動信號的波形。由圖可見，驅動電路輸出的PWM信號周期為10 μs，即開關頻率為100 kHz，死區時間約為300 ns，與設計樣機的參數相一致，可以有效地避免同一橋臂出現同時導通的現象。

經過理論分析和調試結果表明，只要滯后橋臂能實現ZVS，那么充電模塊所有的開關管將實現ZVS。如圖11所示，滯后橋臂的MOS管在關斷時，Vds上升比較現了零電壓關斷。由于密勒效應和漏感的影響，Vds在上升到最大值之前，會有一個加速的階段，而當滯后橋臂的MOSFET的Vds下降到零之后，PWM驅動信號開通，實現了零電壓開通。

分別對硬件和軟件部分進行相關測試，在此之后可以聯調整個系統。系統聯調成功后，對不同輸入負載效率進行測試，效率曲線圖如12所示，實驗證明LLC諧振變換器在全負載范圍內能夠實現高效率運行，驗證了該方案的可靠性。

4 結論

本文介紹了一種基于LLC諧振變換器的數字充電方案。通過對不同輸入電壓分別進行定頻和移相控制，有效的減少了原邊的導通損耗，獲得高的電壓增益。對設計的電路用Saber仿真軟件進行驗證，最終進行實驗并且測試其性能指標，對相關波形進行詳細的分析。結果表明充電樣機在寬范圍電壓輸入下所有開關管能夠實現ZVS，降低了開關損耗，樣機效率達到92%以上，驗證了理論分析的正確性，滿足充電機的充電要求。