一文知道寬帶GSPS ADC中的無(wú)雜散動(dòng)態(tài)范圍是多少

在為高性能系統選擇寬帶模數轉換器（ADC）時(shí)，需要考慮多種模擬輸入參數，比如，ADC分辨率、采樣速率、信噪比（SNR）、有效位數（ENOB）、輸入帶寬、無(wú)雜散動(dòng)態(tài)范圍（SFDR）以及微分或積分非線(xiàn)性度等。

對于GSPS ADC，最重要的一個(gè)交流性能參數可能就是SFDR。簡(jiǎn)單而言，該參數規定了ADC以及系統從其他噪聲或者任何其他雜散頻率中解讀載波信號的能力。為了實(shí)現GSPS ADC中所使用的轉換速率，可以采用以高采樣速率捕獲信號的多種架構。然而，使用其中一些架構時(shí)需要以犧牲全帶寬SFDR性能為代價(jià)。

為了認識轉換器SFDR對系統的影響，我們就設計工程師針對SFDR參數細節提出的一些常見(jiàn)問(wèn)題進(jìn)行了回答，同時(shí)對該參數在轉換器數據手冊中的描述方式、對ADC性能起著(zhù)限制或促進(jìn)作用的各種架構以及對SFDR性能形成限制的系統設計因素進(jìn)行了說(shuō)明。

我注意一以，數據手冊中關(guān)于SFDR的說(shuō)明，有些列出了注意事項，有些沒(méi)有列出。到底什么是SFDR？能夠區分信號和噪聲是許多信號采集系統的一個(gè)關(guān)鍵方面。無(wú)論明確的電信協(xié)議、雷達掃描，還是測量?jì)x器，弱信號的采集和解碼是區分任何系統性能的核心所在。SFDR表示可從大干擾信號分辨出的最小功率信號。它定義的是載波功率的均方根（rms）值與頻域（如快速傅里葉變換（FFT））中的下一個(gè)最大有效雜散信號的均方根值之間的動(dòng)態(tài)比值。因此，根據定義，該動(dòng)態(tài)范圍不得存在其他雜散頻率。

SFDR通常采用功率單位（dBc），量化為目標載波相對于下一個(gè)最大有效頻率的功率的范圍。然而，該參數也可以滿(mǎn)量程信號為基準，以功率單位（dBFS）為計量單位。這是一個(gè)重要的區別，因為目標載波可能是功率相對較低的信號，而且遠遠低于至ADC的滿(mǎn)量程輸入。當情況確實(shí)如此時(shí)，SFDR在區分信號與其他噪聲和雜散頻率時(shí)變得至關(guān)重要。

是什么對ADC的SFDR構成限制？

諧波頻率是基波頻率的整數倍數。對于設計良好的單芯片ADC內核，SFDR一般主要由載波頻率與目標基波頻率的第二或第三諧波之間的動(dòng)態(tài)范圍構成。一些窄帶ADC數據手冊只會(huì )定義較窄的工作頻帶內的SFDR，這種情況下，第二和第三諧波一般都位于帶外。其他數據手冊可能描述較寬帶寬內SFDR，同時(shí)就實(shí)現該性能要滿(mǎn)足的條件做出說(shuō)明。盡管第二或第三諧波一般可能是主導雜散頻率，但由于存在其他系統原因，有些雜散也可能會(huì )限制GSPS ADC的SFDR性能。例如，多個(gè)交錯ADC內核可能會(huì )把交錯偽像帶入頻域，從而產(chǎn)生雜散頻率。這些在量級上有可能比基波頻率的第二或第三諧波大。因此，它們會(huì )成為SFDR的主導限制因素。盡管這可能不符合直覺(jué)，但在交錯ADC數據手冊中，SFDR參數值可能會(huì )伴隨一條警告消息，稱(chēng)計算時(shí)未納入交錯雜散（圖1）。

圖1.這是一款單芯片12位ADC的FFT，其中，第三諧波為SFDR的主要貢獻因素。在這種情況下，從基波（–1 dBFS）到第三諧波（–82 dBFS）的動(dòng)態(tài)范圍為–81 dBc，因為動(dòng)態(tài)范圍是相對于載波功率的。

窄帶SFDR要以外推至寬帶SFDR嗎？

如果系統只需要較窄的頻帶，則可使用帶通抗混疊輸入濾波器來(lái)抑制目標頻帶以外的諧波或偽像。只要無(wú)需觀(guān)察濾波頻帶范圍內的信號，這對某些應用來(lái)說(shuō)可能非常有效。但對于帶寬信號采集系統來(lái)說(shuō)，這卻是不可行的。在有些數據手冊中，ADC的SFDR參數值也可能針對的是很窄的一部分帶寬，要比ADC的滿(mǎn)量程輸入帶寬小得多。

一般地，我們不能假定，可對針對窄頻帶的SFDR進(jìn)行外推，以在較寬或滿(mǎn)量程奈奎斯特頻帶（即Fs/2）中獲得相同的性能。其主要原因在于，針對基波窄帶的頻率規劃的目的就是過(guò)濾掉較高諧波并將其推至目標頻帶以外。如果移除濾波器，則這些諧波和其他雜散將成為系統中寬帶SFDR的一部分（圖2和圖3）。

圖2.實(shí)際上，窄帶應用可能使用寬帶SFDR較差的ADC。利用抗混疊濾波器來(lái)抑制紅色陰影區域的頻率，就可以將會(huì )導致SFDR性能下降的任何諧波或雜散過(guò)濾到帶外。

圖3.運用相同的條件，同時(shí)假定移除ADC濾波，結果，寬帶諧波或雜散會(huì )對SFDR形成限制。

這種情況表明，將優(yōu)良的窄帶SFDR外推至寬帶SFDR是不可行的。

差分輸入ADC的SFDR可能受到其他前端系統元件的影響嗎？

多數高速ADC采用一種差分輸入結構，具有良好的共模噪聲抑制能力。然而，這需要許多采集系統在A(yíng)DC輸入前端將單端信號轉換成差分信號。對于從單端到差分信號的這一轉換過(guò)程，主要選擇是無(wú)源巴倫或變壓器及有源放大器。雖然系統的這一部分有許多高性能元件可供選擇，但是，即使最好的解決方案也會(huì )存在一些較小的差分不平衡，結果會(huì )使目標信號失真，并減小通過(guò)ADC的SFDR。

ADC前端的差分輸入信號各端之間的相位失配會(huì )導致基波信號諧波功率增加。當差分信號的一端在時(shí)間上先于另一端且提前量達到相對于其周期的一定相位量時(shí)，就可能發(fā)生這種情況。其效應如圖4所示，此時(shí)，差分對的一端比另一端提前較小的周期相位量。

圖4.這種情況下，巴倫輸出與ADC差分輸入之間存在幾度的相位失配。 如果差分輸入在相位上完全匹配，這可能導致FFT中的第二諧波比其他情況下高，從而對SFDR造成影響。

差分信號采集系統前端的另一不平衡可能是幅度失配。當差分信號一端的增益不同于其補碼時(shí)，ADC輸入就會(huì )把一端視為較大信號，另一端視為較小信號。在其他情況下，這會(huì )減小基波信號的全功率，降低SFDR的dBc值。差分輸入端如果存在2-dB的幅度失配，結果會(huì )導致滿(mǎn)量程輸入信號功率下降1-dB。這些前端信號完整性方面的每個(gè)問(wèn)題都可能使ADC的SFDR性能以及整個(gè)系統的信號解碼能力下降。

可能限制SFDR的ADC架構有哪些？

采樣速率達到且超過(guò)1 GSPS的幾種ADC采用一種交錯方案，利用一對或幾個(gè)分立通道或內核來(lái)實(shí)現完全高速數據速率。例如，可以基于交錯方案，用一個(gè)雙通道ADC來(lái)實(shí)現完全采樣速率，其中，每個(gè)內核輪流使用采樣過(guò)程。當一個(gè)通道在采樣時(shí)，另一通道將處理前面的采樣。交錯架構也可使用3個(gè)或更多ADC內核。

采用交錯方法時(shí)，多個(gè)ADC內核可以并行工作，從而實(shí)現高于單核的采樣速率。然而，每個(gè)這些內核的輸入端之間都存在相位、失調、增益和帶寬微小差異。結果，新的交錯偽像和圖像雜散可能進(jìn)入頻譜中，從而導致ADC寬帶SFDR下降。這會(huì )減小系統的動(dòng)態(tài)范圍，降低其分辨弱目標信號與交錯雜散的能力。為了緩解交錯ADC看到的偽像，系統設計師可能需要仔細閱讀應用筆記，了解特殊校準模式和方法，以便對雜散做出細致的安排。只有一個(gè)處理內核的單芯片ADC架構不會(huì )出現交錯雜散。例如，作為一種寬帶轉換器，單核流水線(xiàn)ADC都會(huì )標榜相對較高的SFDR，一般受第二或第三諧波的限制。

交錯ADC的性能在頻域中有著(zhù)怎樣的表現？

對于由三個(gè)分立交錯內核構成的采樣架構，有兩個(gè)增益和相位圖像雜散及一個(gè)失調雜散（圖5）?？稍?/3 × 奈奎斯特頻率時(shí)看到失調雜散，但在這種情況下，失調雜散并非SFDR的主要貢獻因素。SFDR限制增益和相位雜散可在（2/3 × 奈奎斯特頻率±模擬輸入頻率）時(shí)看到。

圖5.在該FFT中，在一個(gè)交錯系統板上采用了三個(gè)分立式ADC。請注意，關(guān)聯(lián)交錯雜散偽像會(huì )給SFDR帶來(lái)–8 dBc的限制，而第二諧波為–85 dBFS。

幅度上最大的雜散是系統SFDR的最大貢獻因素。如果沒(méi)有交錯雜散，SFDR將是從基波頻率到第二諧波的動(dòng)態(tài)范圍。在這種具體情況下，交錯圖像雜散會(huì )導致SFDR性能下降–8-dB。

對于由四個(gè)分立交錯內核構成的采樣架構，有三個(gè)增益和相位圖像雜散及兩個(gè)失調雜散（圖6）。在奈奎斯特頻率以及？ × 奈奎斯特頻率下存在失調雜散，在（奈奎斯特頻率–模擬輸入頻率）下另有一個(gè)圖像雜散，但在這種情況下，這些都不是SFDR的主要貢獻因素。主要增益和相位雜散可在（1/2 ×奈奎斯特頻率±模擬輸入頻率）時(shí)看到。

圖6.在該FFT中，在一個(gè)交錯系統板上采用了4個(gè)分立式ADC。請注意，關(guān)聯(lián)圖像雜散偽像會(huì )在？ × 奈奎斯特頻率 ± Ain時(shí)影響SFDR，給SFDR帶來(lái)–13 dBc的限制，而第三諧波為–84 dBFS。

如果這些雜散的幅度大于第二或第三諧波，則會(huì )成為系統中SFDR的主要貢獻因素。如果沒(méi)有交錯雜散，SFDR將是從基波頻率到第三諧波的動(dòng)態(tài)范圍。在這種具體情況下，交錯圖像雜散會(huì )導致SFDR性能下降–13-dB。

SFDR的其他限制因素

造成SFDR性能下降的另一潛在領(lǐng)域是系統設計，即在設計允許外部噪聲耦合到ADC的模擬輸入端或時(shí)鐘輸入端時(shí)。另外，如果系統板布局規劃不當，ADC的數字輸出端有可能耦合回輸入端。外部噪聲也可能耦合到ADC的基準電壓源、電源或接地域上。如果噪聲足夠大且具有半周期性，則會(huì )在系統的頻域中表現為無(wú)用的SFDR限制雜散，與基波頻率或ADC架構均無(wú)關(guān)系。

GSPS ADC的未來(lái)發(fā)展趨勢

具有高寬帶SFDR的GSPS ADC目前已經(jīng)上市，這類(lèi)器件不存在過(guò)去曾對系統性能形成限制的交錯偽像。AD9860是一款雙通道、14位、1-GSPS ADC，可在1-GHz輸入下實(shí)現78 dBc的SFDR。AD9625是一款12位、2-GSPS ADC，可在1-GHz輸入下實(shí)現80 dBc的典型寬帶SFDR。

SFDR是GSPS和ADC的一個(gè)重要而關(guān)鍵的性能指標。寬帶SFDR一般受基波信號第二或第三諧波的限制。單通道單芯片流水線(xiàn)ADC及其他高級架構為高性能GSPS轉換器開(kāi)創(chuàng )了一個(gè)新的前沿。在頻域中，它們不存在A(yíng)DC架構過(guò)去在GSPS空間所表現的交錯雜散。

對于要求寬帶響應的應用，查看、規劃和移除這些偽像可能面臨諸多問(wèn)題。新型解決方案可以解決這些系統問(wèn)題，同時(shí)還能在整個(gè)寬帶頻譜內提供最先進(jìn)的SFDR性能。