安森美1200V碳化硅MOSFET M3S系列設計注意事項和使用技巧

安森美 (onsemi) 1200V碳化硅 (SiC) MOSFET M3S系列專(zhuān)注于提高開(kāi)關(guān)性能，相比于第一代1200V碳化硅MOSFET，除了降低特定電阻RSP (即RDS(ON)*Area) ，還針對工業(yè)電源系統中的高功率應用進(jìn)行了優(yōu)化。此前我們描述了M3S的一些關(guān)鍵特性以及與第一代相比的顯著(zhù)性能提升，本文則將重點(diǎn)介紹M3S產(chǎn)品的設計注意事項和使用技巧。

寄生導通問(wèn)題

由于NTH4L022N120M3S的閾值電壓具有 NTC，因此在最高結溫TJ(MAX) = 175°C時(shí)具有最低值。即使數據表中的典型VGS(TH)為2.72V，但在考慮樣品25%的工藝變化和溫度系數的最壞情況下，它可能會(huì )降至1.5V。這意味著(zhù)超過(guò)1.5V的噪聲會(huì )導致開(kāi)啟。這具有很大的潛在風(fēng)險，因此需要考慮抑制噪聲，這使得設計變得困難和復雜。

即使成功抑制，由于電橋應用中的米勒電容器，可能會(huì )因所謂的寄生導通效應而導通，如圖9 (a)所示。當上開(kāi)關(guān)導通時(shí)，下開(kāi)關(guān)兩端的電壓變化為dVCE/dt。電流通過(guò)寄生米勒電容CGD和外部電阻流入地。該電流可近似表示為CGD*dVCE/dt，會(huì )在路徑中的電阻器上產(chǎn)生壓降。如果電壓超過(guò)閾值電壓，即使在關(guān)斷后也會(huì )引發(fā)寄生導通。

圖9 (b)中的紅色波形顯示了通過(guò)該路徑測得的電流。電流峰值與dv/dt成正比，并導致電阻器兩端產(chǎn)生峰值電壓。這意味著(zhù)該電流將限制外部柵極電阻（RG（ON）和RG（OFF））的選擇。圖9 (c)是峰值電壓值，通過(guò)電流乘以路徑中的總外部電阻RG(EXT) 計算得出。較高的 RG(EXT)會(huì )導致較高的電壓尖峰，因此面臨意外開(kāi)啟的風(fēng)險。如果VGS(TH)為2.72V并且不使用負偏壓，則RG(EXT) = 4.7Ω，因寄生導通的可能性較高，所以要限制使用。而RG(EXT)= 2Ω則沒(méi)有問(wèn)題。在所有dv/dt范圍內避免超過(guò)VGS(TH)的情況。增加RG(EXT)可以降低dv/dt，但要計算增加RG(EXT)后dv/dt的減少值，電壓峰值增加值，這將導致在電橋應用中，選擇合適的電阻變得困難。

有四種緩解方案可以建議，第一種是單獨導通和關(guān)斷柵極電阻以改變電阻，第二種是在柵極和源極之間添加電容以分流米勒電流，第三種是使用負柵極偏置電壓來(lái)提高閾值電壓， 最后是使用額外的晶體管進(jìn)行有源米勒鉗位。避免此問(wèn)題的有效且簡(jiǎn)單的方法是使用負電源電壓。圖9(c)中，如果施加-3V，則實(shí)際閾值電壓變?yōu)?.72V，因此可以更靈活地選擇柵極電阻。

(a) 寄生導通機制

(b) 測量的米勒電流與 dv/dt

(c) VGS 尖峰峰值電壓與 dv/dt 的關(guān)系

圖 9. 寄生導通現象

如何選擇合適的 VGS(OP)

與硅MOSFET通常使用10V和IGBT通常使用15V作為柵極驅動(dòng)電壓不同，碳化硅MOSFET由制造商根據不同的VGS(OP)條件或根據每個(gè)產(chǎn)品進(jìn)行推薦。這可能意味著(zhù)該技術(shù)尚未成熟，仍然有許多挑戰需要克服，例如SiC/SiO2界面缺陷、溝道遷移率差、柵極氧化物質(zhì)量和VGS(TH)穩定性問(wèn)題。

隨著(zhù)正柵極偏壓的增加，導通電阻(RDS(ON))降低，并且使外部碳化硅SBD的導通開(kāi)關(guān)損耗(EON)降低，但關(guān)斷開(kāi)關(guān)損耗(EOFF)沒(méi)有大的變化，如圖10（a）和（b）所示。需要在柵極驅動(dòng)電路設計上更仔細，并會(huì )導致更高的柵極驅動(dòng)損耗。增加的電壓和不可避免的電壓尖峰將對柵極氧化物造成更大的壓力。眾所周知，較高的正偏壓會(huì )導致VGS(TH)產(chǎn)生更大的漂移，從而導致RDS(ON)和EON/EOFF等電氣性能下降。

負柵極偏壓增加到負值，關(guān)斷開(kāi)關(guān)損耗 (EOFF) 會(huì )降低，導通開(kāi)關(guān)損耗 (EON) 沒(méi)有變化，如圖 10 (c) 所示。在體二極管中，正向電壓 (VF) 增加，如圖10 (d)所示，這是由于VGS=0V時(shí)溝道關(guān)閉不穩定以及負偏壓增加時(shí)，溝道電流減少所致。反向恢復特性會(huì )稍微變差。同樣，也會(huì )對柵極氧化層產(chǎn)生更大的應力，因此可能導致VGS(TH)發(fā)生更大的漂移，并且高電源電壓可能會(huì )給柵極驅動(dòng)電路設計增加復雜性。

綜上，一般建議1200 V M3S產(chǎn)品采用?3/18V，如“VGS(OP)，推薦工作柵極電壓”部分所述，這是通過(guò)綜合考慮性能和可靠性，提出的優(yōu)化建議?？梢赃x擇不同電壓來(lái)優(yōu)化每個(gè)應用的工作狀態(tài)。例如，如果設計人員希望體二極管具有較低的VF，并且可以接受EOFF增加，那么0V驅動(dòng)是不錯的選擇。如果不能滿(mǎn)足 EMI 規定，并且在效率和熱性能方面有足夠的余量，那么15V驅動(dòng)將是一個(gè)不錯的選擇。

(a)根據正柵極偏壓的RDS(ON)

(b) 根據正柵極偏壓的開(kāi)關(guān)損耗

(c) 根據負柵極偏置的開(kāi)關(guān)損耗

(d) 根據負柵極偏壓的正向電壓

圖 10. 根據VGS的性能

考慮EMI（電磁干擾），優(yōu)化RG(EXT)

在開(kāi)關(guān)性能方面，RG(EXT)越小，開(kāi)關(guān)損耗越低。但是，對柵極的強驅動(dòng)會(huì )導致di/dt和dv/dt過(guò)高，電路板中的寄生電感和電容會(huì )導致電壓和電流急劇尖峰，以及高頻L/C諧振。設計人員應找到合適的RG(EXT)，以滿(mǎn)足符合EMI下的最佳性能。

圖11(a)描述了一般開(kāi)關(guān)波形中EMI干擾的主要來(lái)源。所有這些EMI源都與di/dt和dv/dt有關(guān)。高di/dt導致寄生電感上的電壓尖峰L*di/dt，高dv/dt導致寄生電容中的電流尖峰C*di/dt。并且兩者都會(huì )觸發(fā)數十或數百MHz的L/C諧振振蕩，直接影響EMI。

圖11(b)表明，在相同的反向恢復條件下，EON由導通di/dt主導，而EOFF由關(guān)斷dv/dt主導。在開(kāi)關(guān)性能和EMI之間處于權衡關(guān)系。如果VGS(OP)固定，則可以通過(guò)RG(EXT)來(lái)控制，因此需要優(yōu)化RG(EXT)。如果PCB布局不好，寄生參數很高，可能無(wú)法通過(guò)給定的di/dt和dv/dt滿(mǎn)足EMI規范，如果沒(méi)有機會(huì )進(jìn)一步修改PCB布局以最小化寄生元件，則需要通過(guò)增加RG(EXT)來(lái)降低di/dt和dv/dt。才有可能滿(mǎn)足EMI規范，代價(jià)是犧牲系統效率。

(a) 開(kāi)關(guān)中的EMI源

(b) di/dt和dv/dt通過(guò)RG(EXT)

圖 11. EMI考慮因素

結論

本應用筆記介紹了安森美1200V M3S碳化硅MOSFET與第一代SC1相比的主要特性，可以看出M3S取得了顯著(zhù)的改進(jìn)，如表3所示。圖12顯示了系統的實(shí)際性能，在40kHz開(kāi)關(guān)頻率下測量的5kW升壓變換器的效率。結果明確顯示M3S比SC1表現更好，特別是在輕負載下，在該范圍內開(kāi)關(guān)性能占主導地位，因此說(shuō)M3S是更適合高開(kāi)關(guān)頻率應用的產(chǎn)品。

表 3. 主要性能比較匯總表，所有數據均在同一測試臺上、在一個(gè)典型樣品的條件下進(jìn)行測量。（VGS = ?3 / 18V，RG(EXT) = 4.7Ω，VDS = 800V，ID= 40A，Lσ = 30nH, 14A灌/拉驅動(dòng)器, 25°C, di/dtRR = 2A/ns)

圖 12. 5kW升壓轉換器的測量效率

審核編輯：劉清