自舉驅動電路供電原理 為什么高壓大功率應用不宜使用自舉驅動？

驅動電路位于控制電路與負載電路之間，其本質是將控制電路的PWM控制信號進行功率放大，為負載電路提供足夠的電流或功率。

優良的驅動電路具有能夠提高系統可靠性、減小開關器件應力（開/關過程中）、以及提高能量轉換效率并降低EMI/EMC等優點。MOS-FET/IGBT柵極驅動的優劣對其性能的發揮和可靠工作有很大影響。

本篇結合自己以及客戶以前的工程經驗，較為客觀務實地闡述了自舉驅動和隔離供電驅動的優缺點，對搭建高可靠功率驅動器有一定的指導意義。

常用驅動電路有兩種，分別為自舉驅動電路和隔離驅動電路。

一

自舉驅動電路供電原理

自舉柵驅動因其結構簡單，成本低的優點，仍然在低壓中功率場合有著廣泛的使用。自舉柵驅動有高、低兩個通道，低側為一個簡單的緩沖器，與控制輸入有相同的接地點。具體工作原理如圖2所示：

當SW點電壓下降到遠低于Vcc或下拉至地時，自舉電容Cb才能充上電。即上管Q1關斷，下管Q2開通（要完全導通），且要有足夠的導通時間。因為充電是通過自舉二極管D1正向導通完成的，它有導通時間和動態電阻。所以在自舉二極管D1和自舉電容Cb選定后，輸入PWM的頻率和最大最小占空比需滿足一定的要求。

當上管Q1導通，下管Q2關斷時，SW點通過上管Q1接Power，電容兩端電壓不能突變，因此VS點的電位（相對于PGND）遠高于Vcc，具體如圖3所示故此時上驅動器的供電單一來源就是Cb上存儲的電能。因而，在PWM的頻率和最大、最小占空比已知的情況下，Cb的容值選取很重要。自舉二極管D1此時的作用為防止Vs點電壓回灌到輸入電壓Vcc，反向截止。

需要注意的是，自舉驅動電路在高壓應用時缺點很多，具體為：

（1）當上功率管關閉而下功率管導通時，由于寄生電感效應，上、下管之間會出現負壓，會給柵極驅動電路的輸出端造成麻煩，會將某些內部電路下拉到地以下。同時由于柵極驅動電路的耐壓很弱，該負電壓會對柵極驅動造成損傷。另外則是該負電壓的轉換會使自舉電容處于過壓狀態。

（2）自舉驅動電路內部需要使用高電壓電平轉換器，高電平轉換到低電平時會帶來噪聲，為消除噪聲通常會在電平轉換器中加入濾波器，增加傳輸延遲，而下管驅動器為了匹配上管驅動器，需加額外濾波器，增加整體延長。

（3）自舉驅動電路與控制芯片共地，不夠靈活。不能滿足復雜拓撲電路要求，如在三相PFC電路中，要求多個輸出能夠轉換至控制公共端電平以上或以下。

二

MOS/IGBT的米勒效應（miller）

關于米勒效應，可以簡單理解為由于線路拓撲結構所致，在放大環節中，輸入到輸出之間的電容容值會被放大。以CMOS運算放大器的設計為例，第二級均有一個頻率補償單元，以防止自激發生。如下圖4所示：

這個Cc就是補償電容。它是用金屬—氧化層—半導體結構實現的。其容值：

其中ε為氧化層的介電常數，S為電容極板面積，d為氧化層厚度。即在工藝制造規程已定的情況下，ε和d是固定的，為獲得一個一定值的Cc，理想情況下就需要把S設計大。但是在實際應用時是不可行的，因為不符合集成電路的設計理念（追求更小、更微）。

舉例說，設計需要一個Cc=500pF的補償電容，若不使用miller效應，則這個電容的面積有可能占到運算放大器面積的一半以上（視運算放大器的具體設計而異）。這顯然是不能接受的。

而使用如上圖所示的miller結構，它會對這個Cc放大。就是說，從out端看進去，Cc是本征值；而從輸入端IN看進去，則是K倍的Cc值（當K=100時，則Cc=5pF）。這個K系數就是當地管子的電壓放大倍數（對MOS管而言），或是電流放大倍數（對雙極管而言）。這個Cc就能做小了。

故miller效應對運算放大器很有用。但對MOSFET驅動極為負面。這也正驗證了亙古不變的道理“任何事物都具有兩面性”。

MOS管生產加工過程中，勢必會引入Cgd、Cgs、Cds；Cgd會在MOS管的開啟/關斷過程中引入負反饋；即MOS管動態特性參數，

輸入電容 Ciss=Cgs+Cgd

輸出電容 Coss=Cds+Cgd

反向傳輸電容 Crss=Cgd(即米勒電容)

三

上/下預驅動器驅動電流（Iom+/Iom-）要求

在供電源能力有保障的前提下，并且假設在MOS管柵極上串聯的電阻RG（為克服SW點過沖／振鈴必須要加）為短路態，則下分析有參考價值：

對一個MOS管充/放電，可依據公式Q=I·t。Q在選定MOS管的PDF中可查到。一般用Qg,Qgs,Qgd表示，單位為nC,如表2所示：

結合Q=C·V，不難得出下式：

Ciss和Crss在選定MOS管PDF文件中都可查到，如表1所示。

對選定型號MOS管，為減小tr/tf，即減小動態功耗，Iom+/﹣應該越大越好。但大多數三相自舉驅動器受管芯面積限制，Iom+/-均較單驅動器來得小。如果不作計算分析，隨意加一個不合適的RG，則MOS管的動態功耗就可能會較大。具體影響如下圖8所示

四

為什么高壓大功率應用不宜使用自舉驅動

1、電荷關系式：Q=C·V，Q=I·t；

2、耐壓越高、功率越大，則結面積越大，即Cgs、Cds、Cgd越大；

3、功率側供電電壓越高，則Cgd上儲存的電荷量越大，因而需要前驅動器對其充電／放電的電荷量就越大；

4、由于自舉驅動的能量來源僅限于Cb，因而很難在工程折中；

5、假若不能對Cgd充飽／泄放干凈，不光是引發當地MOS管熱功耗增大，還有可能引發上、下管有很大的穿通電流；

6、從這個意義上也能理解為什么同一個自舉驅動在有些工況下應用正常，而在另一工況下就不正常的原因。

五

隔離驅動電路供電原理

隔離驅動由集成隔離式柵極驅動及隔離電源組成，具體工作原理如圖9所示

隔離對于柵極驅動器非常重要，不僅可以保護系統免受高壓影響，更重要的是隔離輸出接地點靈活，控制芯片與驅動可接不同的接地點，不易受雷擊與浪涌影響，抗干擾能力強。

六

高端驅動隔離供電

從前面的討論不難看出，由于實際應用時，PWM可能的頻率變化，最小最大占空比限制，以及電機可能的堵轉／換相，高端驅動采用隔離供電無疑是最優選項。

DC/DC的隔離電壓一般都有保障。但其CMTI指標則千差萬別。

所謂的CMTI(Common-Mode-Transient-Immunity）是指隔離抗共模瞬變的免疫能力。一般以KV/us為單位。它其實是衡量一個隔離器件抗擾度的指標。很重要，但實際選型時往往被忽略。

一個隔離DC/DC的CMTI指標好壞，受變壓器繞制方法，內部元器件布局、輸入輸出引腳的爬電距離等因素影響。簡單說，受輸入輸出等效的電容影響。

假如把一個DC/DC的輸入輸出引腳分別短路在一起，用電容表測得的電器≥150pF(@f=1MHz）時，該DC /DC的CMTI指標會很差，不適合三相橋的高端供電。這是因為高端驅動的參考點是SW點。它的電位是在PGND和Power上來回擺的，尤其是當功率側供電電壓比較高時，會通過DC//DC原次邊的寄生電容反饋到輸入側的干擾非常大，DC//DC的正常工作會受到影響。

注意，有些DC//DC在設計時，為了壓輸出紋波和改善VIN端的電磁兼容性，會在輸入地，輸出地，殼地之間加C1、C2兩個電容。這種結構的DC//DC絕對不能用于高端驅動使電用。

上圖中的CISO是輸入輸出之間的寄生電容。

七

驅動SiC-MOSFET的特殊性

SiC-MOSFET屬于第三代功率半導體器件。具有高功率密度、耐壓高、耐高溫及抗輻射電遷移等優點，特別適合惡劣環境。

然而其缺點也很明顯。由于其禁帶寬度比硅基的寬，其正向跨導Gfs就小，導致為減小靜態損耗，加在柵極上的電壓VGS就得大。另外，它的Crss比較大，miller效應就比較大，致使開啟或關閉需要的電荷量Q就大。因此在使用時必須采用miller鉗位，或者負壓關斷來解決。

SiC-MOSFET仍屬于壓控型器件，所需要的靜態驅動電流很小。由于寄生電容的存在，開通過程就是寄生電容充電過程；相反，關斷過程就是寄生電容的放電過程。在感性負載下的開關過程如圖11所示，以開通過程為例，該過程可以分為：延時階段、電流上升階段、米勒階段和過驅動四個階段。關斷過程與開通過程基本相同，只是時間順序相反。

通過對SiC-MOSFET器件特性和開關過程的分析可知，工作在高頻的SiC-MOSFET驅

動電路必須具備以下特點:

(1)驅動電壓波形的上升沿和下降沿要足夠陡，從而增大開關速度，減小開關損耗；

(2)驅動電路要提供足夠大的瞬時電流，縮短輸入電容充電時間；

(3)驅動回路阻抗要適宜，回路阻抗太小容易造成驅動回路諧振，可能造成誤導通或通

態電阻較大，回路阻抗太大會減緩輸入電容充電時間，延長開關速度，增加開關損耗；

(4)柵極驅動電壓要合理，柵極驅動電壓越高，感應導電溝道越大，則通態電阻越小，

從而減小通態損耗；但柵極驅動電壓太大時，較小的諧振引發的電壓波動可能擊穿柵極氧化層，造成器件永久失效；

(5)驅動電路還要能夠提供負壓關斷，防止器件誤導通，同時也加速了關斷過程；

(6)驅動電路要緊靠被驅動器件，減小寄生參數對驅動電路性能的影響。

八

HJ393耐高溫SIC-MOSFET/IGBT隔離式驅動器

航晶微電子團隊在充分了解應用背景的情況下，在充分消化吸收以上原理的基礎上，通過四次迭代，依托自身穩定的工藝平臺，于十年前推出的HJ393系列產品，業已批量應用于高壓大功率SiC-MOSFET/IGBT應用。

其原理為將供電、PWM輸入信號與SiC-MOSFET的浮柵驅動進行隔離。隔離開通正電壓≥+15V，有利于補償SiC-MOSFET正向跨導小的缺陷，減小RON；隔離關斷負電壓≤-3.5V，有利于克服SiC-MOSFET較大的miller效應引入的誤導通。區別于自舉浮柵驅動，輸入PWM的占空比可達0～100%，這個特性使得它可用于高壓大功率SSPC設計。具體選型見下表3