功率MOSFET管應用問題匯總

功率MOSFET管應用問題匯總

問題1：在功率MOSFET管應用中，主要考慮哪些參數？在負載開關的功率MOSFET管導通時間計算，通常取多少比較好？相應的PCB設計，銅箔面積布設多大散熱會比較好？漏極、源極銅箔面積大小是否需要一樣？有公式可以計算嗎？

回復：功率MOSFET管主要參數包括：耐壓BVDSS、RDS(on)、VGS(th)、Crss、Ciss，高壓應用還要考慮Coss。半橋和全橋電路、同步BUCK變換器下管以及隔離變換器次級同步整流MOSFET管，還要考慮內部寄生體二極管的反向恢復性能。各種參數選取要結合具體應用。

負載開關應用中，從VGS(th)到米勒平臺電壓VGP這一段時間控制電流變化率，米勒平臺持續時間段控制電壓變化率，米勒平臺電壓VGP由系統最大的浪涌電流決定，浪涌電流由輸出電容與負載電流大小、軟起動設定的導通時間決定。如果輸出電壓穩定后才加負載電流，那么，具體計算步驟是先設定最大容許的浪涌電流，根據最大輸出電容、輸出電壓，就可以得到軟起動時間：

為了線性控制輸出電壓的變化率，柵極與源極并聯外部電容，如果不并聯這個電容，就由Crss控制輸出電壓的變化率。選取相關元件參數后，對電路進行測試，直到滿足設計要求。負載開關穩態功耗并不大，但是瞬態功耗很大，特別是長時間工作在線性區，會產生熱失效問題。因此，要校核功率MOSFET管的安全工作區SOA性能，同時，PCB布局，特別是貼片封裝功率MOSFET管，要在源極、漏極管腳充分敷設銅皮進行散熱。

功率MOSFET管數據表的熱阻測量通常有一定限制條件，如元件裝在1平方英2OZ銅皮電路板上進行測量，實際應用中，源極、漏極管腳附近區域，可以布設更大面積銅皮，來保證散熱性能，如果是多層PCB板，源極、漏極對應銅皮位置的每個層都敷設銅皮，用多個過孔連接。PCB銅箔面積大小與熱阻關系查看公眾號文章。

問題2：功率MOSFET管Qiss，Qg，Qrss，Qoss與Ciss，Crss，Coss是什么關系？可否用數據表的tr和tf計算開關損耗？

回復：Qiss與Ciss相關，Qrss與Crss相關，Qoss與Coss相關，Qg與Crss、Ciss以及驅動電壓相關，由于Crss與Coss存在非線性特性，不能用電容值和電壓變化值直接計算。測量時，在一定條件下，用恒流源對相應電容充電，使用充電電流和時間計算相應電荷值。

tr和tf為上升和下降的時間，數據表中，這二個參數測量條件是阻性負載，實際應用中，大多都是感性負載，VDS與ID波形的形態，和阻性負載完全不一樣，因此，不能用tr和tf計算開關損耗。

問題3：AOD4126數據表中，ID、IDSM、IDM有什么區別？PD、PDM有什么區別？另外，RθJA和RθJC，要按照備注中哪一項判定？同樣規格功率MOSFET管，雙管和單管相比，優勢在哪里？是不是簡單的將RDS(on)減半、ID加倍等參數合成？

回復：功率MOSFET管數據表中，ID和IDSM都是計算值。ID是基于RθJC和RDS(on)以及最高允許結溫計算得的，IDSM是基RθJA和RDS(on)以及最高允許結溫計算得到。PD和PDM也是基于上述條件的計算值。計算時取TC=25℃，實際應用中TC超過100℃，而且，由于散熱條件不一樣；在開關過程中，還要考慮動態參數產生的開關損耗，所以，數據表中的ID不能用來進行設計。

RθJA和RθJC是二個不同熱阻值，數據表中的熱阻值，都是在一定條件下測量得到，實際應用的條件不同，得到的測量結果并不相同。

雙管和單管功率MOSFET管，要綜合考慮開關損耗和導通損耗，RDS(on)不是簡單減半，因為雙管并聯工作，會有電流不平衡性的問題存在，特別是開關過程中，容易產生動態不平衡性。不考慮開關損耗，僅僅考慮導通損耗，也要對RDS(on)進行降額。

問題4：不同測試條件會影響功率MOSFET管VGS(th)和BVDSS嗎？ATE是如何判斷？

回復：不同測試條件，結果會不同，因此，在數據表中會標明詳細測試條件。AET測試，VGS(th)與IGSS相關，BVDSS與IDSS相關。例如，AON6718L，當柵極與源極加上最大20V電壓，VDS=0V，如果IGSS小于100nA, 由表明通過測試。不同公司可能使用不同IGSS作為標準，例如，200nA、100nA，行業內使用100nA更通用。BVDSS測試條件為IDSS=250uA，VGS=0V，如果IDSS越大，BVDSS電壓值越高。

問題5：耐壓100V功率MOSFET管，VGS耐壓約為30V。在器件處于關斷時，VGD也會到100V，是因為柵極與源極之間的柵氧化層厚度比較厚，還是說壓降主要在襯底與外延層上面？

回復：柵極與源極最大電壓主要由柵氧化層厚度控制，柵極與漏極最大電壓主要由外延層厚度來控制，所以VGD耐壓高。

問題6：單獨一次雪崩，會擊穿損壞功率MOSFET管嗎？雪崩損壞功率MOSFET管有兩種情況：一種是快速高功率脈沖，直接使寄生二極管產生較大雪崩電流，芯片快速加熱過溫損壞。另一種是寄生三極管導通，并發生二次擊穿，什么情況下傾向于第一種發生，什么情況下傾向于第二種發生？雪崩損壞是否都發生在VDS大于額定值的情況？

回復：功率MOSFET管具有抗雪崩UIS能力，只要不超過UIS額定值，即使是高于額定的電壓值，單獨一次雪崩不會擊穿損壞功率MOSFET管。

如果功率MOSFET管內部單元一致性非常好，散熱非常好均勻，熱平衡好，就會發生第一種情況，早期平面工藝有時候就會看到這種損壞模式?，F在，新工藝導致單元密度越來越大，電流越來越集中，單元之間相互影響，導致寄生三極管導通，非常容易產生第二種情況的損壞，寄生三極管導通后，還會發生二次擊穿。二次擊穿并不全是因為雪崩發生，過高dV/dt、流過內部P體區電流過大，內部P體區橫向電阻過大，也有可能導致寄生三極管導通。

另外，在高溫條件下，在大電流關斷過程中，也會發生寄生三極管導通而損壞，由于二次擊穿看不到過壓情況，但是，這種損壞仍然是雪崩UIS損壞。內部寄生三極管導通產生雪崩損壞，同時伴隨著體內寄生三極管發生二次擊穿，此時，集電極電壓在瞬態時間1-2個n秒內，減少到耐壓的1/2，原因在于內部電場、電流密度都很大，耗盡層載流子發生雪崩注入。電流大，電壓高，電場大，電離強，大量空穴電流流過內部P體區的橫向電阻，導致寄生三極管導通，集電極電壓快速返回到基極開路時的擊穿電壓，特別是增益大時，三極管中產生雪崩擊穿，此耐壓值低。

三極管內部產生雪崩注入條件：電場應力，正向偏置熱不穩定性。功率MOSFET管關斷時，溝道漏極電流減小，感性負載使VDS升高，以維持ID電流恒定，ID電流由溝道電流和位移電流組成，位移電流是寄生體二極管耗盡層電流，和dV/dt成比例。VDS升高與基極放電、漏極耗盡層充電速度相關，漏極耗盡層充電速度與電容Coss、ID相關；ID越大，VDS升高越快，漏極電壓升高，寄生體二極管雪崩產生載流子，全部ID電流雪崩流過二極管，溝道電流為0。

通常，發生UIS雪崩損壞時，電壓會達到耐壓值的1.2-1.3倍，可以明顯看到電壓有箝位（平頂波形、波形砍頭），那么，對于耐壓100V功率MOSFET管，工作在105V是否安全，110V是否安全？如果加上110V電壓不會損壞，那么，安全原則是什么呢？

從設計角度，要求在最極端條件下，設計參數有一定余量，保持系統的安全和可靠性，通常，在動態極端條件下，瞬態電壓峰值不要超過功率MOSFET管耐壓的額定值，因為，長期過壓工作，產生熱載流子注入問題，影響器件長期工作可靠性。

問題7：溝槽Trench 功率MOSFET管的安全工作區SOA，在放大區有負溫度系數效應，所以容易產生熱點，這是否就是二次擊穿？但是，看資料，功率MOSFET管的RDS(on)是正溫度系數，不會產生二次擊穿，這一點一直都不了解，能否詳細說明？

回復：平面工藝和溝槽Trench工藝功率MOSFET管經過放大區時都有負溫度系數特性，在完全導通的穩態條件下，RDS(on)才是正溫度系數特性，可以實現穩態的電流均流。但是，在在動態開通過程中，必須跨越負溫度系數區才然后進入到完全開通的正溫度系數區；同樣，在關斷過程中，從完全開通的正溫度系數區進入負溫度系數區，然后關斷。因為平面工藝的單元密度非常小，產生局部過流與過熱的可能性小，因此，熱平衡更好，相對而言，動態經過負溫度系數區時，抗熱沖擊更好。在開關過程中，快速通過負溫度系數區，可以減小熱不平衡的產生。

問題8：如果功率MOSFET管源極不和內部P體區層直接接觸，那么就不存在寄生二極管，只有寄生三極管。由于三極管會誤導通，所以將P體區層也直接連到源極，以消弱三極管效應，那么，此時就體現為明顯寄生二極管，這種理解是否正確？

回復：的確如此，功率MOSFET管內部，源極和P體區都是連接在一起，主要原因在于：源極和P體區連接在一起，相當于內部寄生三極管基級與發射級短路，不連接在一起相當于基極開路，VCBO遠大于VCEO，因此，可以提高器件耐壓。這樣連接后，內部寄生體二極管功能也連接到外部電路。

問題9：功率MOSFET管的米勒電容Crss是柵極通過氧化層對漏極的電容，開關過程中，溝道形成后，Ciss為什么會增加？耐壓100V功率MOSFET管， Crss測量條件VDS=50V，這個測試條件基于什么原因？是否可以給出其它條件下的電容值？

回復：Ciss增加原因是因為Crss增加，器件導通后，耗盡層寬度Wdep減小，Crss增加。耐壓100V器件，經過米勒平臺區，VGD電壓將從100V降到10V以內，Crss為動態電容，具有非線性特性，隨著VDS降低，Crss電容不斷增加。數據表中采用0.5·VDS測試條件，是行業通常采用標準，因為VDS電壓減低到50V之后，VDS變化時，Crss電容變化非常小。如果有要求，可以測量0.8·VDS或VDS電壓條件下Crss電容值。

問題10：功率MOSFET管的安全工作區SOA曲線如何確，可以用來作為設計安全標準嗎？

回復：絕大多數功率MOSFET管的安全工作區SOA曲線都是計算值，SOA曲線主要有4部分組成：左上區域的導通電阻限制斜線、最上部水平的最大電流直線、最右邊垂直的最大電壓直線以及中間區域幾條由功率限制的斜線。導通電阻、最大電流與最大電壓值就是數據表中的額定值，功率限制的斜線基于數據表中的熱阻、瞬態熱阻、導通電阻以及最大允許結溫的計算值，而且都是基于TC=25℃，TC代表封裝裸露框架銅皮的溫度，在實際應用中，TC溫度遠高于25℃，因此，SOA曲線不能用來作為設計驗證標準。

問題11：VGS電壓大于VGS(th)，功率MOSFET管就導通，在剛進入米勒平臺時，是否就算達到了飽和？如果是這樣，此時，停止向柵極供電，忽略柵極氧化層的漏電，這時，VDS會一直維持比較高壓降嗎？RDS(on) 與VGS相關，VGS達到10V以后，RDS(on) 已經降到非常低的值，壓降也應該降到非常低的值。如果米勒平臺期間壓降自動降低，那是不是說明米勒平臺后期的充電沒有什么用？

回復：VGS大于VGS(th)時，功率MOSFET管開始導通，也就是剛剛形成導通溝道，在米勒平臺結束前，功率MOSFET管都工作在放大區，而且器件并沒有完全導通，此時。功率MOSFET管承受電源電壓，導通電阻非常大，理論上，電流乘以電阻等于VDS值。到了米勒平臺區，電流達到系統的最大電流后，電流就不能再增加，柵極提高的多余電子進入到外延層的耗盡層，導致耗盡層寬度降低，對應的VDS電壓開始下降，即使VDS電壓下降非常小，對應的電壓變化率非常大，因此，驅動回路的電流將全部被米勒電容Crss所抽取，此時，就看到米勒平臺，柵極電壓基本保持不變，VDS電壓不斷降低，直到下降到最小值，此后，VDS電壓變化率為0，米勒平臺區結束。

問題12：使用AO3401A做負載開關，緩沖熱插入移動硬盤的瞬間沖擊電流，防止瞬間把主機芯電壓拉低，將VGS電壓設定在-1.6V左右，RDS(on)大約在100mΩ左右，插上移動硬盤瞬間的沖擊電流由原來的9A下降到5A左右，沖擊電流持續時間為80微秒左右，效果很明顯。移動硬盤正常工作時電流約300mA，如果將VGS設定在-2.5V左右，RDS(on)只有幾十mΩ，對沖擊電流的抑制作用不大，這個電路設計原則是什么？

AO3401A數據表中，VGS(th)電壓為-1.3V，設定VGS=-1.6V，電壓絕對值大于-1.3V，它是否正常導通？應用中，不考慮損耗，0.03V 的VGS差異，RDS(on)的壓降對系統沒有任何影響。原來使用0.1歐姆的氧化膜電阻限制浪涌電流，但是，該電阻體積太大，用這個電路目的就是想替換這個電阻。但是，電視機開機后，這個電路的功率MOSFET管一直導通，而不是在插入移動硬盤后再打開功率MOSFET管，所以，調節功率MOSFET管的外圍驅動電路元件參數，不能起到降低沖擊電流的作用。利用功率MOSFET管的恒流區特性來降低沖擊電流，如果把VGS調整到-2.5V以上，對沖擊電流的限制作用就非常小，只能從9A降到8A左右，這樣的做法，對功率MOSFET管會有問題嗎？

AO3401A數據表中，第1頁標明柵極工作電壓低于2.5V，是否要求柵極電壓必須大于2.5V， VGS必須小于-2.5V？設計時，VGS=-1.6V有問題嗎，如果繼續加大VGS到-1V，有問題嗎？是不是VGS大小沒有關系，只要保證RDS(on)產生功耗不要導致過熱就行，是否正確？

回復：VGS=-1.6V時，可以保證功率MOSFET管導通，要考慮電阻阻值的分散性，電路中源極與柵極電阻為47K，柵極到地電阻為100K，在最極差條件下，如果使用電阻的精度為10％，VGS電壓絕對值為：1.3+1.6·20%=1.64V，功率MOSFET管仍然可以工作。如果電阻的精度為15％，考慮到VGS(th)電壓的分散性，在一定條件下，例如，在低溫時，功率MOSFET管有可能不工作。VGS(th)電壓是負溫度系數，溫度越低，其值越大。驅動電壓的穩定值，要結合輸入電壓最低值、分壓電阻值的精度、VGS(th)和VGS(th)的溫度系數等條件綜合考慮，來選擇合適的電阻分壓比，從而保證系統的設計要求。

負載開關電路利用功率MOSFET管在開通過程中較長時間工作在線性區（放大區、恒流區）控制上電瞬態輸出容性大負載產生的浪涌電流，例如熱插撥移動硬盤，因為硬盤帶有較大的容性負載，切入瞬間形成非常大的浪涌電流．如果功率MOSFET管已經導通，后面再插入移動硬盤這樣的大容性負載，就無法限制浪涌電流。在功率MOSFET管柵極下拉電阻下面串聯一個NPN三級管，當熱插撥移動硬盤時，給出信號控制三極管基極導通，然后，功率MOSFET才開始工作，從而有效控制浪涌電流。

功率MOSFET工作在線性區時，電阻遠大于完全導通的電阻，也可以理解為用電阻限制浪涌電流。設計負載開關電路時，分壓電阻既要保證正常工作時，功率MOSFET管完全導通，又要保證VGS最大電壓不要超過額定的最大值。串聯在柵極的電阻可以調節功率MOSFET管開通速度，在滿足要求的開通速度后，VGS電壓不能超過最大額定電壓值，然后，可以適當提高VGS電壓值，這樣，在正常工作狀態下，功率MOSFET管完全導通后，RDS(on)降低，減小產生的靜態損耗。

AO3401A工作在VGS＝-2.5V時，導通電阻約為120mΩ。如果VGS電壓太小，低于閾值電壓VGS(th)，AO3401A可能無法完全開通，無法正常工作。建議將VGS的絕對值設定2.5V以上，如-3.5V左右，通過調節分壓電阻的阻值、柵極與源極并聯的電容來降低沖擊電流。

問題13：功率MOSFET管關斷時VDS電壓發生振蕩，在同一個電路上測試兩個不同廠商的功率MOSFET管，得到關斷波形并不相同。器件1的尖峰較高，振蕩抑制的很快；器件2的尖峰較低，振蕩抑制的較慢。在同一塊PCB上測量，電路的寄生電感、寄生電容等參數不變，只有功率MOSFET管不同。這種尖峰是電路上的寄生電感和功率MOSFET管的寄生電容諧振引起，這兩個器件的哪些參數會產生這種差別，導致振蕩波形不同？是否能夠從器件數據表的某些參數對比來選擇一款實際應用中，峰值較低、振蕩又能快速消除的功率MOSFET管？

回復：功率MOSFET管關斷中，VDS電壓波形經常會發生振蕩。測量VDS波形，首先要保證正確的測量方法，如去掉探頭帽、使用最短的地回路，示波器以及探頭帶寬等滿足測量要求；通常，VDS振蕩波形由PCB寄生回路電感和功率MOSFET管的寄生電容形成高頻諧振而產生，在寄生電感值一定條件下，寄生電容越小，振蕩頻率越高，幅值也越高，振蕩初始幅值與回路的初始電流值也相關；同時，回路的總電阻越大，波形衰減越快。另外，功率MOSFET管的寄生電容Coss具有非線性的特性，隨著電壓增大而減小，因此，波形振蕩的頻率并不固定。降低功率MOSFET管的關斷速度、可以降低振蕩的幅值，在源極與漏極并聯電容，可以降低振蕩的頻率和幅值，抑制電壓尖峰。

問題14：功率MOSFET管的耐壓為什么是正溫度系數？溫度越高，耐壓越高，那是不是表明功率MOSFET管對電壓尖峰有更大裕量，越安全？

回復：隨著溫度升高，晶格熱振動加劇，致使載流子運動的平均自由路程縮短，在與原子碰撞前由外加電場加速獲得的能量減小，發生碰撞電離的可能性也相應減小。在這種情況下，只有提高反向電壓進一步增強電場，才能發生雪崩擊穿，因此雪崩擊穿電壓隨溫度升高而提高，具有正的溫度系數。功率MOSFET管耐壓測量基于一定漏極電流，溫度升高時，為了達到同樣的測量漏極電流，只有提高電壓，因此，測量得到的耐壓提高。功率MOSFET管損壞的最終原因是溫度，更多時候是局部過溫，導致局部形成熱點，發生過熱損壞，在整體溫度提高條件下，功率MOSFET管更容易發生內部局部單元的熱和電流不平衡，從而導致損壞。

問題15：使用功率MOSFET管進行不同電平信號間的轉換，3.3V加到柵極，源極通過33Ω電阻連接到SIM_DATA信號，柵極與源極之間并聯2.2KΩ電阻。漏極的連接有二個支路，一個直接連接到SIM_CARD_I/O，另一個通過4.7KΩ電阻連接到VCC_SIM=5V，其中，SIM_CARD_I/O屬于I/O雙向傳輸，SIM_DATA為輸入信號。SIM_DATA為高時功率MOSFET管截止，SIM_CARD_I/O接收為5V信號；SIM_DATA為低時，功率MOSFET管導通，SIM_CARD_I/O接收為低電平信號。當SIM_DATA為輸出信號時，如何理解SIM_CARD_I/O輸入為低電平信號？

回復：功率MOSFET管的電流可以從漏極到源極，也可從源極到漏極。電流從源極到漏極時，寄生體二極管導通，因此，這個方向電流不可控。SIM_DATA為輸出信號時，SIM_CARD_I/O為低電平，功率MOSFET管寄生體二極管導通，信號SIM_DATA也拉低，接收低電平信號。SIM_CARD_I/O輸出高電平5V時，功率MOSFET管寄生體二極管截止，信號SIM_DATA上拉到3.3V，接收高電平信號。

問題16：超結高壓功率MOSFET管的UIS雪崩能力為什么比平面工藝低？

回復：超結高壓功率MOSFET管的P柱幾乎貫穿整個芯片厚度，生產工藝復雜，內部晶胞單元密度大，多層外延結構P柱兩側電荷平衡不均勻，或者直接填充結構內部布局有空隙，影響中間耗盡層與橫向電場分布的對稱性，產生局部電場集中從而導致局部電場強度過大，影響UIS雪崩能力。

問題17：實際應用中，功率MOSFET管損壞模式有那些？如何判斷MOSFET的損壞方式？

回復：除去生產過程中產生缺陷或損壞，實際應用中，功率MOSFET管損壞模式包括ESD損壞、過流損壞、過壓損壞、過流后過壓損壞、UIS雪崩損壞、寄生體二極管反向恢復損壞等，要結合具體應用電路和失效形態來分析。參考公眾號文章。

問題18：功率MOSFET管的數據表中dV/dt為什么有二種不同額定值？如何理解寄生體二極管反向恢復特的dV/dt？

回復：反激開關電源中，初級主開關管關斷過程中，VDS電壓波形從0開始增大，產生一定斜率dV/dt，同時產生電壓尖峰，就是寄生回路的電感和功率MOSFET管的寄生電容振蕩形成，這個dV/dt會通常通過米勒電容耦合到柵極，在柵極產生電壓。如果柵極電壓大于開通閾值電壓，功率MOSFET管就會誤導通，產生損壞，因此，要限制功率MOSFET管關斷過程中的dV/dt。另一種情況就是在LLC、半橋和全橋電路以及同步BUCK變換器下管，當下管關斷后，下管寄生體二極管先導通續流，然后對應的上橋臂的上管開通，寄生體二極管在反向恢復過程中，產生dV/dt問題。寄生體二極管反向恢復的dV/dt額定值，遠小于功率MOSFET管本身dV/dt額定值。

寄生體二極管在反向恢復過程中，如果存儲電荷沒有完全清除，就不能承受電壓，相當于處于開通狀態。那么，在這個過程中，電源電壓就只能加在回路的雜散電感，輸入電流增加，回路的雜散電感限制電流增加，這個過程持續時間越長，反向恢復電流越大，如果寄生體二極管反向恢復特性差，功率MOSFET管就可能在寄生體二極管反向恢復過程中發生損壞。有時候，反向恢復電流過大，也可能直接損壞上管。

問題19：做LED背光驅動的BOOST變換器，發現其中一顆功率MOSFET管失效，柵極、漏極與源極都短路，繼續工作一些時間后，漏極與源極又變成開路，為什么？

回復：開始的失效發生在硅片內部，柵極、漏極與源極都短路。繼續工作一些時間后，由于大電流沖擊，導致源極與硅片的鍵合線熔化燒斷開，因此，漏極與源極開路。

問題20：測量VGS波形，發現在米勒平臺處存在振蕩下降，這個電壓降低到閾值開啟電壓以下，是否存在風險？

回復：VGS降低到閾值開啟電壓以下，會導致開關損耗增加，要校核功率MOSFET管的溫升是否滿足要求。如果是多管并聯工作，在開關過程中不能很好均流，特別是一個功率MOSFET管關斷，所有電流完全從另一個功率MOSFET管流過，損壞風險很大。

問題21：在多個功率MOSFET管并聯擴流應用中，當使用具有過流保護功能的電源調試時，電路如果出現損壞，通常只會燒毀一個功率MOSFET管，如何判斷是那個功率MOSFET管損壞？

回復：萬用表打在電阻擋，檢測每個功率MOSFET管柵極與漏極電壓，紅筆接漏極，測得電阻值最小，就是功率MOSFET管的功率MOSFET管。

問題22：隔離電源模塊，功率為480W，初級全橋電路，模塊輸入電壓51-56V DC，額定輸出10.8V，48A。其中一個橋臂兩顆功率MOSFET管都損壞。在應用時，因為外圍電路異常造成二次側電流反灌到初級，初級功率MOSFET管電流從源極流向漏極，結合失效分析報告FA，源極表面出現燒毀痕跡，原因分析是電流EOS，電流從源極流向漏極，能否是導致其燒毀的原因？

回復：同步整流產生輸出反灌電流是最惡劣的一種工作條件，在設計過程中要盡可能減小輸出反灌電流。輸出反灌導致輸出整流管雪崩，損壞輸出同步整流管，取決于輸出同步整流管的雪崩能力以及反灌電流形成的負向電流大小。輸出反灌電流還會影響初級功率MOSFET管工作。當輸出形成反向電流時，若Q1/Q2是一個半橋臂，Q1為上管，Q2為下管；Q3/Q4是另外一個半橋臂，Q3為上管，Q4為下管；輸出反灌通常發生在輕載條件，全橋電路工作在硬開關，由于輸出是反向電流，因此，當Q1/4導通前，電流從Q1/4二極管中流過，而且Q1/4導通后，從Q1/4溝道流過；輸出電壓越高，次級輸出電感的能量越大，其初級電流不足以反向，Q1/4關斷后，電流還是從Q1/4二極管中流過，經過死區時間后，Q2/Q3導通，此時，由于Q1/4二極管中流過電流時間長，電流也比較大，而且死區時間短，如果功率MOSFET管寄生體二極管反向恢復特性差，導致Q2/3導通，功率MOSFET管發生損壞。

損壞的功率MOSFET管在上橋臂還是下橋臂、在初級還是次級，取決于功率MOSFET管抗短路大電流沖擊的能力。副次級通常是大電流關斷后的電壓雪崩，初級通常是寄生體二極管反向恢復上下橋直通形成大電流損壞。寄生體二極管是負溫度系數，其產生的損壞形態和開通時線性區損壞形態比較接近。從設計角度，必須減小輸出反灌電流；從器件角度，提高初級功率MOSFET管寄生體二極管的反向恢復特性，可以提高初級器件的安全性。

問題23：功率MOSFET管測量電壓時，電流為250uA，而IDSS電流只有幾個uA，為什么？

回復：IDSS電流小，表明實際的漏電流小于測試規范的要求，因此產品合格。

問題24：功率MOSFET管損壞后，阻抗變為一個中間值，有時工作有時不工作，為什么？

回復：通常功率MOSFET管損壞后，如果電源沒有電流保護，經過更大電流二次沖擊，導致內部的金屬線熔化與汽化。系統不工作，功率MOSFET管冷卻下來，熔化汽化的金屬凝固，局部區域連通，形成較大阻抗。功率MOSFET管通電工作后，這些局部連通區域又斷開，功率MOSFET管停止工作。有時也會出現這樣現象：冷卻凝固后內部金屬斷開，通電后金屬熔化又導致內部區域連通。

問題25：測試功率MOSFET管寄生體二極管的反向恢復特性時，IF越低，Qrr越大，電壓尖峰越高，為什么？

回復：這種情況主要發生在高壓功率MOSFET管，當寄生體二極管導通時，電荷在PN結積累，當寄生體二極管開始承受阻斷電壓時，這些電荷將被清除。如果IF低， PN結積累的電荷水平低，清除的速度非?？?，dV/dt越大，C·dv/dt的偏移電流就大。數據表中測量得到的Qrr包括二部分：一是與寄生體二極管真正Qrr以及C·dv/dt直接相關少子，二是和Coss相關的電荷。

問題26：使用一個外部信號控制PMIC的管腳ID，PMIC由電池供電，ID管腳內部由10M的電阻上拉后接到電池。當外部信號為0時，300K外部電阻要接到ID管腳；當外部信號為1時，300K外部電阻和ID管腳斷開，如何實現？

回復：使用二個N溝道功率MOSFET管Q1與Q2，Q1漏極直接連接到ID，柵極通過100K電阻連接到電池電壓，源極通過300K電阻連接到地。Q2漏極直接連接到Q1柵極，源極連接到地，Q2柵極通過外部信號V_driver控制。V_driver為0時，Q2關斷，Q1導通，ID由300K電阻下拉到地。V_driver為1時，Q2導通，Q1關斷，ID由內部10M電阻上拉到電池電壓。此時，100K電阻產生靜態損耗，阻值越大，功耗越小。Q1導通時，電池電壓為3.8V，Q1源極電壓為：3.8V·300K/(10M+300K) =0.11V。

問題27：PD充電器輸出，VBUS電壓開關為什么用P管，而不是N管？

回復：P管可以直接驅動，N管需要浮動驅動，因為N管導通后，源極電壓為VBUS，柵極電壓必須高于VBUS一定電壓值，才能保持導通狀態。

問題28：功率MOSFET管電容的溫度系數是正溫度系數還是負溫度系數？

回復：功率MOSFET管的電容在正常溫度范圍內（小于500K），不隨溫度的變化而變化。Coss由功率MOSFET管的Cgd和PN結電容二者組成，如果溫度太高，接近硅的本征溫度，本征半導體載流子的濃度增加非常多，PN結的電容將增加。溫度從300K增加到600K的仿真結果如下。

問題29：在平面水平導電結構的功率MOSFET管中，內部具有二顆背靠背的二極管，這種結構有什么優點和缺點？是不是這種結構不存在寄生體二極管？

回復：這種結構因為工藝原因主要用于單芯片電源芯片，垂直結構功率MOSFET管的源極和P體區相連接，因此，寄生體二極管引出。如果源極和P體區不連接，寄生體二極管就不能引出。

問題30：功率MOSFET管標稱的VGS(th)最小值為0.4V，是指所有情況嗎，還是溫度升高還有可能更加低？

回復：測量條件是25℃，250uA電流，溫度越高，VGS(th)值會越低。

問題31：VDS超過最大額定電壓，但通過電流很小，會使損壞器件嗎？

回復：要計算功率損耗，同時，校核安全工作區。

問題32：封裝對結電容、開關時間影響有多大？

回復：封裝主要影響是鍵合線產生的寄生電感和電阻，對電容影響非常小。

問題33：如果驅動電阻調大，開關速度變慢，Eoss會有變化嗎？

回復：Eoss對應著Coss儲存能量，在硬開關開通過程中放電消耗掉，和驅動電阻沒有關系，驅動電阻影響開關損耗。

問題34：超結結構高壓功率MOSFET管和平面結構對比，Coss會高很多嗎？與溝槽Trench 相比，SGT結構降低Crss，但是會增加Cds，Coss是變好還是變差？

回復：超結結構功率MOSFET管，Coss在高壓時比平面結構小很多，在低壓時比平面結構大很多。SGT結構額外產生Cds，Coss值會變大一些。

問題35：電源電壓為VDD，計算開通損耗和關斷損耗時，Ciss和Crss都是使用數據表查找VDS=VDD對應電容值嗎，還是使用電壓平均值或者有效值查找相應電容值？

回復：Ciss隨電壓變化影響不大，Crss隨電壓變化影響非常大，計算時，不要使用Crss，而是使用Qrss來計算。

問題36：降低米勒平臺電壓會有什么影響？超結結構功率MOSFET管應用中，是不是不能刻意提高快速開關？

回復：降低米勒平臺電壓，開通速度加快，關斷速度降低，開通損耗減小，關斷損耗增加。超結結構功率MOSFET管開關速度本來就非?？?，柵極非常容易振蕩，為了減小柵極振蕩，通常會在柵極與源極并聯電容、加大柵極外部串聯電阻，來降低開關速度，同時控制dV/dt。在一些極端情況下，甚至在柵極與漏極之間并聯電容。

問題37：用小電感大電流串聯UIS雪崩能量，線路雜散電感與等效直流電阻會引起測量偏差嗎？FT使用小電感提高測試效率，小電感測量得到Eas比大電感時低，原因是什么？如果UIS雪崩標稱值為能量，是不是根據能量大小就可以評估雪崩耐量，而不需要去考慮使用的電感值？

回復：如果線路雜散電感與測量所用電感相比非常小，影響可以忽略，否則，就要考慮雜散電感的影響。小電感測量時，電流上升速度非?？?、電流大，發生雪崩前，器件熱量由于熱容影響不容易耗散，器件局部瞬態溫度非常高，因此，雪崩能量降低。電感值越大，電流上升時間越長，電流增加速度越慢，發生雪崩前，器件熱量相對耗散更多，因此，雪崩能量增大。電感值越大，測試時間就越長，生產效率越低。評估雪崩耐量，仍然要考慮電感值的影響。

問題38：功率MOSFET管的輸出電容Coss越大，Eas性能會越好，實際應用需要低的Coss，這兩者是不可調和的矛盾嗎？

回復：輸出電容Coss只是表象，不是真正原因。同樣技術平臺，Coss越大，表明硅片尺寸越大，相應的雪崩能量更大。功率MOSFET管內部結構，比如加場板、場環，工藝特點，晶胞單元一致性等許多其它因素，都會影響雪崩能量。

問題39：功率MOSFET管在生產線測試雪崩過程中，會不會造成傷害？

回復：由于雪崩能量測量值有較大降額，正常規范下測量不會有傷害。

問題40：功率MOSFET管線性區工作，空穴電流由外延層epi中耗盡層產生，那么，空穴電流是不是和截止狀態時產生漏電流一樣？如果是一樣，截止狀態下寄生三極管不會導通，那么，線性區工作狀態下，寄生三極管應該也不會導通。

回復：工作條件不同，在截止狀態下，如果將電壓提高到雪崩電壓，就會出現寄生三極管導通的情況。線性區工作時，雖然沒有到雪崩電壓，但是，內部溫度高，特別是局部不平衡溫度變大，在一定電場強度作用下，加劇碰撞電離，產生較大空穴電流，容易導致寄生三極管導通。

問題41：功率MOSFET管在開通過程中，會在米勒平臺電壓附近振蕩，如何計算有足夠能量打開功率MOSFET管，避免振蕩發生？振蕩原因是不是VGS在米勒平臺電壓時持續時間不夠，VDS電壓沒有完全降下去，ID電流沒有完全流過漏極，VGS已經停止給電容CGD充電，多余ID反而給CGD充電，重新拉回VGS，這個過程反復循環造成振蕩？實際應用中，推薦在柵極與源極之間加1uF左右電容，柵極與漏極之間加電容，這樣增加漏極流過電流的時間，ID完全從漏極流過，沒有多余電流對CGD反向充電，應該更容易避免振蕩。在柵極與源極之間加電容又是什么原因？和柵極與漏極之間加電容的效果一樣嗎，原理是什么？如何在電路設計中避免類似的振蕩發生，可以計算嗎？如果可以計算，是否可以利用VGS上升斜率大于VDS下降斜率來避免振蕩發生？

回復：VDS下降比較快，從CGD抽走電流超過IG能提供的電流，導致VGS電壓下降。由于VGS電壓正好處于功率MOSFET管閾值電壓之上，VGS輕微下降會導致ID迅速變小，因此，VDS下降速率會變慢，這樣反過來減少從CGD抽走的電流，于是，VGS又開始上升，驅動回路的寄生電感也參入振蕩的過程。柵極與源極之間加電容，振蕩頻率、幅值降低，功率MOSFET管的開通速度變慢，dV/dt也變慢，可以抑制振蕩，缺點是開通時間變長，損耗增大。柵極與漏極之間加電容，可以減小CGD隨電壓改變非線性突變產生的振蕩。選用開關速度較慢的功率MOSFET管，增大柵極外部驅動電阻，柵極與源極之間加電容，柵極與漏極之間加電容，漏極與源極之間加電容，都可以用來抑制振蕩。

問題42：在系統調試中發現，功率MOSFET管驅動電壓過高，導致輸出過載時，功率MOSFET管的電流過大。于是，降低驅動電壓到6.5V，電流就會降低，這樣做可行嗎？

回復：系統短路時，功率MOSFET管相當于工作在放大的線性區，降低驅動電壓，可以降低跨導限制的最大電流，從而降低系統的短路電流，提高短路保護性能。降低驅動電壓，正常工作時，RDS(on)會增大，損耗增加，功率MOSFET管溫度會升高，系統效率會降低。CPU控制系統，可以通過電流檢測電路，當電流大于某個設定值時，動態減小驅動電壓，從而減小短路電流的沖擊。當系統輸出負載恢復到正常水平后，驅動電壓回到正常電壓值，提高系統正常工作的效率。另外，短路保護也可以通過電路設計來優化，從而減小短路保護延時時間，提高響應時間。

問題43：對于功率MOSFET管的可變電阻區、放大區（飽和區）的劃分有些不太理解，可變電阻區的電流ID與VDS成恒定線性關系，RDS(on)應該是恒定且極小。在恒流區工作，ID被VGS限制，此時，VDS急劇升高，RDS(on)急速升高，從跨導的定義，由于ID不再增加，因此，定義為飽和區，但是，為什么又稱為放大區？

回復：在可變電阻區，功率MOSFET管已經完全導通，此時，功率MOSFET管的導通壓降VDS等于流過的電流ID與導通電阻的乘積，這個區定義為可變電阻區的原因在于：功率MOSFET管數據表中，測量得到導通電阻都有一定條件，當VGS不同時，溝道的飽和程度不同，因此，不同VGS對應的導通電阻并不相同。在漏極導通特性曲線中，這個區域的不同VGS對應曲線密集排在一起，當VGS變化時，電流保持不變，對應VDS電壓（電流和導通電阻的乘積）也跟隨著變化，也就是導通電阻在變化，可變電阻區由此而得名。在可變電阻區，VGS變化時，導通壓降變化不大，說明內部溝道的飽和程度變化較小。如果VGS相差比較大，導通電阻還是有明顯變化。恒流區稱為飽和區、線性區，當VGS電壓一定時，溝道對應著一定飽和程度，也對應著跨導限制的最大電流。恒流區也被稱為放大區，因為功率MOSFET管也可以作為信號放大元件，和三極管具有相類似的放大特性，功率MOSFET管的恒流區就相當于三極管的放大區。恒流區有時候還可以稱為線性區，這些名稱只是定義的角度不同，叫法不同。

問題44：什么是功率MOSFET管的放大區？

回復：功率MOSFET管具有和三極管類似的放大特性，例如，三極管工作在放大區，IB=1mA，電流放大倍數為100，IC=100mA。功率MOSFET管，VGS(th)=3V，VGS=4V，跨導為20，ID=20A。開關電源中，功率MOSFET管工作在開關狀態，相當于在截止區和可變電阻區（完全導通區）快速切換。在這個切換過程中，必須跨越放大區，這樣，電流、電壓就有交疊，于是就產生了開關損耗。因此，功率MOSFET管在開關過程中，跨越放大區是產生開關損耗最根本原因。

問題45：功率MOSFET管的寄生體二極管導通，VGS=2.5V，ID=100mA，功率MOSFET管的導通壓降只有0.06V，功率MOSFET管在反向工作時， VGS(th)是不是比正向導通時要低？是不是二極管的分流作用，導致反向工作時的壓降降低？

回復：VGS(th)是功率MOSFET管固有特性，表示功率MOSFET管在開通過程中溝道形成的臨界電壓。功率MOSFET管內部寄生體二極管導通，PN結的耗盡層寬度減小直到消失，N區電子會注到P區，P區空穴會注入到N區，形成非平衡少子，增加溝道中少子穴濃度，促進溝道中反型層的形成，因此，同樣VGS電壓，形成更寬溝道，降低溝道的導通電阻，從而降低導通壓降。隨著VGS電壓的提高，溝道狹窄區的載流子濃度接近飽和，溝道的導通電阻及導通壓降就不再有明顯的變化。

問題46：功率MOSFET管做同步整流管，關斷后，漏極電流是立刻切換到寄生體二極管，還是緩慢下降，然后逐漸切換到寄生體二極管？如果是后者，這個時間有沒有相關參數？?

回復：漏極電流會逐漸從溝道切換到寄生體二極管，一般不考慮這個時間。溝道徹底夾斷前，VGS電壓降低，溝道電阻逐漸變大，只要阻抗低于二極管正向壓降，電流仍然從溝道流過，溝道和二極管同時流過電流。

審核編輯：湯梓紅