電動車快速直流充電：常見的系統拓撲結構和功率器件

直流快速充電（以下簡稱“DCFC”）在消除電動車采用障礙方面的作用是顯而易見的。對更短充電時間的需求推動近400千瓦的高功率電動車快充進入市場。本博客將講述典型的電源轉換器拓撲結構和用于DCFC的AC-DC和DC-DC的功率器件的概況。

圖1.電動車直流快速充電架構圖

有源整流三相PFC升壓拓撲結構

三相功率因數校正（PFC）系統（也稱為有源整流或有源前端系統）正獲得越來越多的關注，近年來需求急劇增長。PFC拓撲結構對于高效地為DCFC供電至關重要。將碳化硅（SiC）功率半導體納入您的PFC拓撲結構可以解決挑戰，減少功率損失并提高功率密度的。

前端PFC升壓級可以用多種拓撲結構實現，而且幾種拓撲結構可以滿足相同的電力要求。圖2展示了DCFC應用中常見的PFC架構。它們之間的一個首要區別是雙向性。T-中性點鉗制（T-NPC）和I-NPC拓撲結構通過用開關取代一些二極管而適合雙向操作。6個開關的結構是一個雙向的perse。

圖2.用于DCFC的典型PFC升壓拓撲結構.T-NPC（左上）、6開關（右上）和I-NPC（底部）

另一個影響設計和功率器件額定電壓的重要因素是架構中的級數。6個開關的拓撲結構是一個2級架構，通常用900 V或1200 V的開關來實現快速直流電動車充電器。這里SiC MOSFET-模塊具有低RDS on（6-40 mQ）區域的首選解決方案，特別是對于每塊15 kW以上的高功率范圍。

這種集成表現出比分立解決方案更優越的功率性能，提高了能效，簡化了設計，減小了整個系統的尺寸，并最大化可靠性。T-中性點箝位（T-NPC）是一種3級拓撲結構，使用1200 V整流器（以雙向形式用開關代替），中性點路徑上有650 V開關背對背。I-NPC是一個3級架構，可能完全用650 V開關實現。650 V SiC MOSFET或IGBT與共封裝二極管代表了這些3級拓撲結構的優秀替代方案。

圖3.F1-2 PACK SiC MOSFET半橋模塊.1200 V，10 mΩ

DC-DC拓撲結構

在研究DC-DC轉換級時，主要采用了三種隔離拓撲結構：全橋LLC諧振轉換器（LLC轉換器）、全橋移相雙有源橋（DAB）零電壓過渡（ZVT）轉換器（DAB-ZVT轉換器）和全橋移相零電壓過渡轉換器（ZVT轉換器）（圖4、5和6）。

全橋LLC諧振

LLC轉換器在初級端實現了零電壓開關（ZVS），同時在諧振頻率及以下——在次級端實現了零電流開關（ZCS）從而在諧振頻率附近產生了非常高的峰值效率。作為一個純粹的頻率調制（FM）系統，當系統工作點偏離諧振頻率時，這可能是需要寬輸出電壓操作時的情況，LLC的能效就會下降。然而，先進的混合調制方案使今天的脈沖調制（PWM）與調頻相結合，限制了最大頻率失控和高損耗。不過，這些混合實現方式還是給已經有時很麻煩的LLC控制算法增加了復雜性。此外，并聯的LLCs轉換器的電流共享和同步也不是件容易的事。一般來說，當有可能在相對較小的電壓范圍內工作時，和/或當具備實施結合調頻和PWM的先進控制策略的開發技能時，LLC是一種難以超越的設計。它不僅可以提供最高的能效，而且從各個角度看都是一個非常全面的解決方案。LLC可以作為CLLC以雙向形式實現，這是另一種復雜的拓撲結構。

圖4.全橋LLC轉換器

全橋移相雙有源橋（DAB）零電壓過渡（ZVT）轉換器

帶有次級同步整流拓撲結構的DAB-ZVT轉換器也非常典型。這些都是用PWM工作，一般來說，需要比LLC轉換器更簡單的控制。DAB可以被認為是傳統的全橋移相ZVT轉換器的演變，但漏電感器在初級端，這簡化了繁瑣的次級端整流，減少了二次開關或二極管的必要額定擊穿電壓。由于實現了ZVT，這些轉換器可以在很寬的輸出電壓范圍內提供穩定的高能效。這對于支持800 V和400 V電池電壓水平的充電器來說是個方便的因素。DAB的PWM工作帶來了好處。首先，它傾向于使轉換器的電磁干擾（EMI）頻譜比調頻系統中的更緊密。此外，用固定的開關頻率，系統在低負載時的行為更容易解決。通過同步整流，DAB是一種雙向的原生拓撲結構，是快速電動汽車充電器的最通用的替代方案和合適的解決方案之一。

圖5.全橋移相式DAB ZVT轉換器

全橋移相ZVT轉換器

對于單向操作，傳統的全橋移相ZVT（圖6）仍然是一個可用的選擇，但滲透率越來越低。這種拓撲結構的工作與DAB類似，但位于次級端的電感器在整流中帶來一個顯著的差異。電感器在二極管上設置了高的反向電壓，這將與占空比成正比和反比，因此，根據工作條件，二極管上的反向電壓可能超過輸出電壓的兩到三倍。這種情況在高輸出電壓的系統中（如電動車充電器）可能具有挑戰性，通常多個次級繞組（具有較低的輸出電壓）被串聯起來。這樣的配置并不那么方便，特別是如果考慮到功率和電壓的額定值，不同的拓撲結構含單一輸出將提供相同或更好的性能。

SiC-模塊代表了上述DC-DC電源轉換級中全橋的一個非常合適和常見的解決方案，功率高于15 kW。更高的頻率有助于縮小變壓器和電感器的尺寸，從而縮小整個解決方案的外形尺寸。

圖6.全橋移相ZVT轉換器

拓撲結構的變體

所討論的拓撲結構存在多種變體，帶來額外的優勢和折衷。圖16顯示了用于快速電動車充電的全橋LLC轉換器的一個常見替代方案。在移相中，開關在輸入電壓的一半以下，并使用600 V和650 V的斷電電壓器件。650 V SiC MOSFET、650 V SuperFET 3快速恢復（FR）MOSFET和650 V FS4 IGBT將有助于解決不同的系統要求。同樣，用于初極端的二極管和整流器需要650 V的阻斷電壓等級。這些3級架構允許單極開關，這有助于減少峰值電流和電流紋波，這將導致用更小的變壓器。這種拓撲結構的主要缺點之一是，與具有較少電源開關的2級版本相比，控制算法需要額外的復雜程度。雙有源橋以及雙有源橋可以很容易地在初級端和次級端并聯或堆疊，以最配合快速電動汽車充電器的電流和電壓需求。

圖7.3-級全橋LLC轉換器-這種變體在初級端堆疊（只有一半的輸入電壓應用于每個變壓器），在次級端并聯

次級端整流

關于次級端整流，如圖8所示，可以有多種解決方案，而且都可以使用不同的拓撲結構。對于400 V和800 V的電池水平和全橋整流，650 V和1200 V的SiC肖特基二極管通常是獨特的性價比解決方案。由于其零反向恢復特性，與硅基替代品相比，這些器件大大增強了整流性能和能效，大大降低了損耗和整流級的復雜性。硅基二極管，如Hyperfast、UltraFast和Stealth，可以作為成本非常有限的項目的替代品，但要犧牲性能和增加復雜性。采用中心抽頭整流的解決方案（圖6）對于高電壓輸出整流級來說并不方便。與全橋整流不同的是，在全橋整流中，二極管的標準反向電壓等于輸出電壓，而在中心抽頭配置中，二極管要承受這個數值的兩倍。常規的全橋移相轉換器（電感在次級端），正如所解釋的那樣，在兩種整流方法（全橋或中心抽頭整流）中都需要更高的擊穿電壓二極管。為了克服常規全橋移相轉換器對1200 V或1700 V額定二極管的需求，幾個輸出將被串聯起來。

本文轉載自：onsemi

審核編輯 黃宇