如何控制使用長輸出線時的傳導EMI（上）

如何控制使用長輸出線時的傳導 EMI（上）

在許多汽車電子應用中，負載都需要通過一條較長的輸出線連接到主板，這會導致過高的傳導 EMI 。這些汽車應用包括 D 類功率放大器、LED 和 USB 充電器等。

我們將分上、中、下三個部分來分析并探討如何改善長線負載導致的過高傳導 EMI。上篇將介紹長線負載的傳導 EMI 測試結果，以及使用共模 (CM) EMI 模型的分析框架；中篇 將分析傳輸線對輸出長線對地阻抗的影響；下篇將總結三種 EMI 降噪方法，同時分析和預測諧振峰值。

長線負載EMI 測試設備

在進行傳導 EMI 測試時，需確保輸出線的長度與實際應用一致。圖 2 顯示了一個長線負載的測試裝置。 該負載符合 CISPR 25 標準，用于保護車載接收器。被測設備（EUT）放置在距離參考地（銅板）5cm處，之間為低介電常數介質（相對介電常數小于1.4）；輸出線為1~2米，取決于實際應用情況；LISN接在電源和EUT之間，為噪聲回路提供恒定的阻抗（對共模來說，這個阻抗為25Ω）。

圖 2：汽車電子長線負載測試裝置

圖3對比了MPS的同一個車載Class-D功放（2.2MHz，BTL，24.5W，模擬輸入Class-D功放）在加輸出線和不加輸出線的傳導EMI測試結果。從圖中可以看出，在沒有輸出線的情況下，它的EMI可以滿足CISPR25的要求，但是，在有2m輸出線的情況下，EMI明顯變差，尤其是在30MHz和90MHz左右出現兩個峰，導致EMI難以達標。

圖 3：汽車電子長線與無輸出線負載傳導EMI對比

為了解決長線負載導致的EMI 尖峰問題，MPS 利用CM EMI 模型來解釋傳導 EMI 的測試結果。稍后，我們會使用傳輸線模型和降噪方法再進行測試。

CM EMI 模型

圖4展示了Class-D的拓撲及其傳導共模噪聲路徑。共模噪聲由電路中開關頻率的dv/dt節點和di/dt環路產生，通過輸出濾波器到輸出側，再通過輸出側對地的阻抗到參考地上，最后從LISN流回EUT。由此也可以看出，輸出線對地的寄生阻抗（ZP）在分析傳導EMI上很重要。除此之外，CSWP為dv/dt節點對參考地的寄生電容，也為共模噪聲提供了一條通路。

圖 4：D 類功率放大器的 CM 噪聲路徑

根據我們熟悉的替代定理（Substitution Theorem），在分析EMI問題時，我們可以用電壓源或者電流源對開關上的電壓或者電流進行等效替代。圖5為應用了替代原理之后的電路圖。

圖 5：應用替代定理分析Class-D功放的共模噪聲

接下來，我們應用疊加定理單獨分析每個噪聲源產生的噪聲。與電壓源不同，電流源本身不會產生噪聲。圖 6 顯示了如何基于疊加定理分析共噪聲電流源。

圖 6：應用疊加定理分析Class-D功放的共模噪聲電流源

圖 7 顯示了基于疊加定理對 CM 噪聲電壓源的分析，初步的 CM 模型也由此而來。

圖 7：應用疊加定理分析Class-D功放的共模噪聲電壓源

由于輸出線是一個很大的導體，因此它與 EUT 之間的近場耦合不能忽略。近場耦合有兩種類型：電場耦合和磁場耦合。

電場耦合是指，電路中某一導體（如開關節點SWA，SWB）和另一導體（如輸出線）之間有寄生電容，若該導體為高頻dv/dt節點，那么會有噪聲電流流向另一導體，從而產生EMI噪聲。

磁場耦合是指，電路中某個環路（如開關與輸入電容之間的環路）和另一環路（如輸出線和參考地之間的環路）有互感，如果該環路為高頻di/dt環路，則會在另一環路上產生感應電動勢，從而產生EMI噪聲，如圖8右圖所示。

圖 8：電場耦合和磁場耦合產生的 EMI 噪聲

若考慮電場耦合，圖7中的模型可以用圖9加以修正，其中CCou代表從開關節點耦合到輸出線上的電容，可見，在高頻時，這個電容阻抗很小，會將噪聲電流旁路，并造成EMI問題。

圖 9：考慮電場耦合 的EMI 模型

修改圖 6 中的 dI/dt 環路可以產生磁場耦合。圖 10 顯示了 CM 路徑如何在去耦后獲得額外的噪聲源。該噪聲與 dI/dt 以及輸入環路和輸出線對地環路之間的電感成正比。

圖 10：改進后的磁場耦合EMI 模型

總結

本文總結了設備的長期負載傳導 EMI 測試結果，同時采用替換定理和疊加定理獲得 CM EMI 模型。另外還考慮了近場耦合問題，近場耦合可以大致分為電場耦合和磁場耦合。該系列文章的中篇將更深入地探討傳輸線模型，以得到輸出長線對地阻抗；下篇將總結三種EMI 降噪方法，同時分析和預測諧振峰值。

審核編輯：湯梓紅