LLC變換器設計的關鍵考量因素

LLC 變換器的設計涉及眾多的設計決策與關鍵參數，而且很多因素相互關聯。任何一個設計選擇都可能影響系統中的許多其他參數。LLC 諧振腔的設計是其中最大的挑戰，因為它決定了變換器響應負載、頻率和電壓變化的能力。因此，設計人員必須正確定義變換器負載和頻率的工作范圍，因為這些值會影響諧振腔的值與參數來。

本系列的兩篇文章將討論 LLC變換器設計的關鍵考量因素。 第I部分 探討了各種電源開關拓撲和 LLC 諧振腔的特性。本文為第II部分，將介紹 LLC 變換器設計中的重要參數，包括增益、負載、頻率和電感。

LLC變換器增益

影響LLC 變換器增益的兩個模塊是諧振腔和變壓器。諧振腔增益是可變的，具體取決于負載 (Q)、歸一化頻率 (fN)和歸一化電感 (LN)。變換器的增益響應 (MG為Q, LN和fN的函數，通過公式 (1) 來計算：

$$M_G(Q,L_N,f_N) = frac {V_{OUT(AC)}}{V_{IN(AC)}} = frac {f_N^2 times (L_N-1)} {(f_N^2 -1)^2 + (f_N^2 times (f_N^2 -1) times (L_N-1)^2 times Q^2}$$

變壓器增益則由變壓器原邊線圈的匝數與副邊線圈的匝數之比定義。該比率由變壓器的物理結構定義，所以一旦變換器開始工作，就不能輕易改變。

圖 1 顯示了 LLC 變換器的增益路徑。

圖 1：LLC 變換器的增益路徑

圖 2 顯示了帶變壓器的 LLC 諧振腔原理圖。

圖 2：帶變壓器的 LLC 諧振腔原理圖

變換器的總增益 (VOUT/ 五IN) 為兩個增益的乘積，可通過公式 (2) 來估算：

其中 n 為變壓器的匝數比，MG則為 LLC 諧振腔增益。

理想情況下，諧振腔不會放大或衰減信號，而是濾除諧波。這意味著諧振腔的標稱增益應為 1，并且變壓器應是改變輸出電壓電平的唯一階段。

但實際上，LLC 變換器常用于 AC/DC變換器。AC/DC 變換器通常由一個 AC/DC + PFC 轉換級和一個 LLC DC/DC 變換器組成，用于將電壓降到所需的水平（參見圖 3）。

圖3: AC/DC變換器功能模塊

AC/DC + PFC 級將 AC 輸入電壓 (VIN) （例如來自 AC 電源的功率）轉換為穩定的 DC 電壓，同時還保持輸入電流與 VIN 同相。PFC 級對確保設計符合國際標準（包括 ISO、UNSCC、IEEE 和 CISPR）規定的各項功率因數規范十分必要。AC/DC + PFC 級的輸出電壓 (VOUT) 在理想情況下是穩定的，但由于組件的非理想化， AC/DC 輸出端往往會出現電壓紋波，這通常是寄生電感和電容ESR導致的，這種電壓紋波也會出現在 LLC 變換器的輸入端。

由于變換器的 VIN 和變壓器固定增益帶來的變數，LLC 諧振腔需要補償 VIN 帶來的變化以獲得恒定的 VOUT。因此，如果 VIN 低于標稱值，諧振腔可稍稍放大信號以產生最大諧振腔增益；如果 VIN 超過標稱值，則最小諧振增益可確保變壓器原邊繞組處的電壓穩定在標稱值，以保持穩定的 VOUT。

標稱諧振增益 (MG- 諾米) 可以使用公式 (3) 來計算 (MG- 諾米)：

最大諧振增益 (MG_MAX) 可以使用公式 (4) 來計算：

最小諧振增益 (MGMY_ 明度) 可以使用公式 (5) 來計算：

圖 4 顯示了 LLC 變換器的增益響應以及所需的最大、最小和標稱諧振腔增益值。

圖 4：LLC 變換器增益響應

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LLC變換器負載

如 第I部分所述，負載通過品質因數 (Q) 來表示，它影響諧振腔的最大增益以及峰值增益頻率。諧振腔的峰值增益隨負載的增加而降低。因此，即使在最壞的情況下(即負載最大時)，滿足最大增益要求也是非常重要的。

圖 5 顯示了 LLC 變換器對一系列負載的頻率響應。

圖 5：LLC 變換器頻率響應

LLC變換器開關頻率

負載對增益的影響是無法控制的，但可以通過改變 MOSFET 的開關頻率 (fSW) 來保持電路增益。如圖 5 所示，盡管負載會影響變換器的最大增益，但增加負載也會將頻率 (fMG_MAX 馬克號) 拉至更高水平，并產生最大增益。

圖 6 顯示了 LLC 諧振腔中一系列不同負載的最大增益點，以虛線繪制。這條線將增益響應分為兩個不同的區域。在感性區域（右側），發生零電壓切換，并且增益隨著頻率的降低而增加，直至達到峰值增益頻率。然后變換器進入容性區域（峰值增益頻率的左側），在該區域降低頻率也會降低增益。感性區域允許通過頻率變化進行穩定的增益控制。

圖 6：頻率響應的容性區域和感性區域

一般不建議進入容性區域，因為當低邊MOSFET (LS-FET) (S2) 晶體管的體二極管處于反向恢復狀態時，高邊MOSFET (HS-FET) （S1） 可能導通（參見圖7）。這會造成潛在的半橋直通條件，從而導致 S2發生故障，或者，至少會降低變換器的效率。

圖 7：電源開關中的直通電流

不同的負載產生不同的頻率響應和最大增益頻率。要確定最小fSW，需要考慮最壞情況，即從最小負載轉換至最大負載時（參見圖 8）。當負載較小時，變換器工作在感性區域，但如果負載突然增加，工作點將進入容性區域。因此，應增加最小頻率 (fMIN) 以確保所有負載的工作點都保持在感性區域。

圖 8：負載轉移對工作區域的影響

因此，要建立穩定的頻率范圍， fMIN 必須等于過載情況下變換器的最大增益頻率 (f概述)（參見圖 9）。

圖 9：開關頻率的穩定、不穩定和工作窗口期范圍

一旦得到變換器的最小頻率，就可以建立一個工作 fSW 范圍。變換器的最大頻率(fMAX) 受控制器和 MOSFET 最大頻率的限制。但工作窗口期不需要很大，它可以通過最大和最小增益頻率來定義，只要處于穩定頻率范圍即可。

LLC 諧振腔電感

歸一化 LN 定義了峰值增益斜率，該斜率標志著感性區域和容性區域之間的界限，如圖 10 所示。 在相同負載條件下，諧振腔的峰值增益取決于歸一化 LN。

圖 10：具有不同歸一化電感的 LLC 變換器的最大增益曲線

較小的 LN 可為更廣范圍的負載和操作提供高增益。另一方面，較小的 LN 也會帶來較高的磁化電流，并使效率降低。

要選擇適當的歸一化 LN值，設計人員需要考慮負載最大時的最壞情況。LN 的選擇必須能夠提供足夠的增益來補償 VIN的任何缺陷，即使在過載條件下也是如此。

結語

LLC 變換器的設計是一個漫長而復雜的過程，需要根據特定的應用要求考慮多種因素。由于大量的參數以及這些參數之間的關系，設計過程通?？缭蕉啻蔚c計算，可能導致設計時間過長。而MPS 提供 LLC設計工具 以及以及可配置的LLC 控制器 2010年3月30日 MIPF3等工具，可以顯著加速開發過程。

審核編輯：彭菁