基于6N3雙三極管的衰減式唱放均衡電路設計(一)

這個設計其實是應一位老朋友要求進行的，他本來是想用一臺采用ECC82的膽前級進行改制，想用在他一臺MC頭的唱機上進行唱頭放大。

我一看參數，ECC82怎么能行？作為唱頭放大電路，本來需要對于微弱信號進行放大，ECC82這只放大系數僅為20倍的雙三極管如何能夠完成任務？就是兩級共陰極放大電路的放大能力直接相乘也才多少？更別提衰減式唱放均衡電路，衰減網絡對于信號的衰減量，這些對于電路的整體增益都提出了不小的要求。所以，在考慮到這些因素后，決定采用一只較少出現在唱放均衡和前級電路中的6N3國產雙三極管設計這個唱放均衡電路。

唱放電路成熟可供選擇的并不是太多，成熟廠機采用5670或6N3的制作少之又少，網上許多DIY發燒友自已折騰的電路往往又不太可信，許多都沒有經過嚴格的驗證。加之前幾個月左右，有朋友在《音響和音樂》公眾號上的私信溝通上希望能看到有單獨介紹唱放設計制作的方法，思索再三，利用這個機會單獨寫下這一篇簡單的文字，希望能給有志于唱放制作的朋友們提供一個參考。

圖一為常見的一體衰減式唱放均衡網絡

圖 一

圖一中所示的元件取值，是為在電路中作為標準RIAA特性而取的，作為我在電路中設計唱放均衡網絡的標準參考對比，在圖一電路中，四只R、C元件取值的計算公式如下所示：

R1*C1=2187μs

R1*C2=750μs

R2*C1=318μs

這上面的三個時間常數的計算所對應了四只阻容元件取值的關系，當然，我們從上面的三個公式中，也可以簡單計算得出兩只電阻、兩只電阻的關系比值，那就是：

R1/R2=6.877

C1/C2=2.916

上面所對應的時間常數以及各元件比值的計算均為精確值，根據圖一這個均衡網絡所得到的標準RIAA特性圖如二所示：

圖 二

但是，有一個相當關鍵的點兒要記住，圖一均衡網絡元件的各元件數值獲得的條件是，它是假設圖一中信號源的內阻為零的情況下所得到的，當在實際電路中進行計算時，我們一定要將這個衰減網絡前一級的電壓放大電路的內阻串聯到R1值上才能得到更加接近精確的均衡特性。例如，當采用12AX7或ECC83這類高內阻高u值的管子作為電壓放大級時，其典型內阻約為40K歐左右時，它所對應的電路和得到的RIAA均衡特性改變如圖三所示：

圖 三

從圖一、二以及圖三、四的對比中可以了解到，當唱機均衡電路，考沒有考慮到前級電路輸出內阻的影響時，它們對于電路均衡特性，特別是低頻均衡特性造成了重大的影響。

將圖二、圖三中的兩根RIAA均衡特性曲線放在一起作對比后，大家更容易看到兩者的不同，很顯然，低頻增益更高的是那個加入了40K信號源內阻的曲線，也就是紅線，而那個綠線則代表的是標準RIAA均衡特性。如圖四所示：

圖 四

圖三中的代表管內阻的Ri，在真實的RIAA均衡參數的計算中，是屬于一個看不到的參數，對于真空管放大電路而言，在計算Ri時，代表它的其實是需要計算驅動均衡電路的那一級電壓放大電路的輸出阻抗，它通常等于電子管內阻與屏極負載電阻的并聯值，當考慮到下一級電路的柵漏電阻時，那只柵漏電阻也必須并聯在內。如果只針對于圖三來講，因為代表著管內阻Ri的40K歐電阻的串入已經對電路造成了重大影響，為了得到精確的符合標準RIAA特性的元器件，我們必須將實際電路中的R1值改變為110K（R1+Ri）歐值并重新計算電路中的R2、C1、C2，這樣才能達到精確的符合如圖二所示的唱機均衡特性。

下圖五是將信號源輸出電阻串聯到R1得到110K歐值后重新計算匹配的均衡網絡電路，以及還有對應圖一標準電路曲線的均衡特性曲線對比，可以看出來，兩者均衡曲線是完全重合的，由此可見，對于唱放均衡電路，嚴格的計算電路參數對于均衡特性的誤差控制是何等的重要。

圖 五

對于唱機均衡電路來講，并不僅僅只存在著一個看不見的參數，我們看圖一所示電路，均衡網絡通常介于兩級電路之間，它并不能直接用于輸出，這是由于其所攜帶的任何負載均會成為其均衡網絡的一部分從而改變電路的均衡特性，而C2同后一級電路直接成并聯關系，那么后一級電路的Cgk、密勒電容便會迭加在C2上共同影響了電路的高頻均衡特性，通常我們要在C2的值上減去后級等效的輸入電容數值才會避免因后級密勒電容所帶給均衡網絡的均衡誤差，當然，均衡網絡夾在什么樣的兩級電路之間也有著巨大的不同，例如當均衡網絡介于兩級共陰極放大電路之間時，我們就要詳細計算后一級電路等效的輸入電容并在C2中扣除；而當均衡網絡介于電壓放大電路與陰隨器之間時，由于陰隨器的屏極交流對地旁路，跨路電容無效，而用于唱機均衡網絡的真空三極電壓放大管的Cgk通常不到4pF，所以很多時候陰隨器輸入電容對于均衡網絡誤差的影響甚至可以忽略，正是因為陰隨器不僅有著極為優秀的阻抗匹配或隔離作用，還擁有著極低的等效輸入電容，所以這是很多真空管唱機均衡電路愿意將均衡網絡放在電壓放大級與陰隨器之間的原因，這樣無論是均衡網絡元件數值的調整以及實際計算工作都會簡單很多。

當唱放均衡網絡夾在兩級共陰極放大電路之間時，我們如何正確計算圖一中C2的正確電容容量呢？前面說過，此時均衡網絡后一級的等效輸入電容是并聯在C2上的，我們必須要在C2的電容量上將后一級的等效輸入電容扣除下來才行，后一級電路的等效輸入電容的計算就牽涉到一個重要的參數，那就是電子管的密勒電容的計算。

如果我們把電路的等效輸入電容用Csr表示、密勒電容我們用Cm表示的話，那么：

Csr=Cm+Cgk（Cgk為電子管的柵陰極分布電容也稱輸入電容）

Cm=Cpg(1+AV)(AV代表電路的放大倍數)

我們要計算均衡網絡后一級電路的密勒電容，首先得要求出此一級電路的放大倍數（如果閱讀者連這些基本計算能力不具備的話，并不建議你自已動手折騰電路，選擇可信的電路復制可能更適合一些）。我們舉例如下圖六所示電路

圖 六

圖六電路是首先根據第一級電路輸出阻抗得到合適的R5（58K）值后計算得到的R6、C4、C5值，其中C5=11.667n。

由于均衡網絡后跟隨的是一級共陰極放大電路，它的等效輸入電容并聯在C5上，我們必須要將后一級電路的等效輸入電容在C5中扣除才能得到精準的特性，所以我們先計算后一級電路的放大倍數計算出它的密勒電容以及等效輸入電容才行。

已知E88CC的Cag=1.4pF、Cgk=3.3pF、μ=33

AV=(μRa)/(Ri+Ra) =(33*51K)/(2.64K+51k)≈31

Cm=Cpg(1+AV)=1.4(1+31)=44.8pF

Csr=Cgk+Cm=3.3+44.8≈48pF

所以我們將圖六中的11.667n的電容值減去48pF后，新電路中C5值更新為11.619n，得出如圖七所示的電路以及它和標準RIAA均衡網絡相比得到的均衡特性曲線符合程度。

圖 七

圖七中得到的特性曲線為兩根，特性完全一致重合并且肉眼不可區分，唯一可以證明的是圖紙上方代表兩根曲線重合程度的紅色字符V(OUT)、藍色字符V(OUT1)。此時電路的均衡網絡與標準均衡特性在10Hz～100KHz頻率段的理論誤差均小于±0.02dB（圖七所示電路僅為配合本文所列出的一個舉例電路，并不代表其為最佳設計，特此說明）。

當然，前面我們提到過，當均衡網絡后面一級是真空管陰隨器電路時，我們可以忽略掉陰隨器分布參數對于均衡網絡所帶來的影響。