LS3/5A的分頻網絡參數篇之低通濾波介紹

經BBC設計部改良版本的LS3/5A 分頻網絡FL6/23電路圖及實物圖如下圖1:

圖1LS3/5A 分頻網絡電路圖（左）及分頻器實物圖（右）

初看35A電路圖讓人一頭霧水，這與我們以往在教科書上的濾波網絡電路有極大不同，低通部分像極了4階Butterworth(巴特沃斯)濾波網絡，但又明顯不是4階分頻的特征，電感L1為何要并聯電阻R1？電感L2為何會并聯電容C5及電阻R2？高通部分相對容易理解，比較標準CLC形式的3階濾波網絡，但為何會存在自耦變壓器L3？電阻R3的作用是什么？為何沒有給出C2的數值 ?

BBCRD1976/29報告《小型監聽音箱LS3/5A的設計》中給出這樣的描述：“電感 L1 和電阻 R1用于平衡低音單元一般上升的軸向頻率響應特性，LCR組合C 5 ，L 2 ，R 2 ，補償這個特性的駝峰，高音單元的分頻頻率約為3kHz。對于高音單元，電感器 L3 同時用作分頻網絡的分流電感器，以及作為自耦變壓器，允許匹配低音單元和高音單元的不同相對靈敏度。當用于此目的時，電容器 C2 會進行調整以保持分頻頻率恒定。這種方便的網絡形式首次用于LS5/1 揚聲器^3^設計，并被證明是非常有用的。R3用作阻尼電阻器，防止振鈴，而R4和C6則用于調整頻段上端的頻率響應?！?/p>

注：BBC RD1976/29報告《小型監聽音箱LS3/5A的設計》中文版由本人翻譯，您可以在本公眾號‘論文圖庫’中找到此文。

通過以上的描述，我們對35A分頻網絡各元件器的作用有了一個大致的了解，但是仍有太多疑問需要解答。元器件參數是如何確定的？改變某一個或幾個元器件參數會對幅頻特性和相位特性產生什么樣的影響？自耦變壓器L3從２腳到７腳的頻響特性是如何變化的？生產商是如何確定電容C2接自耦變壓器L3第幾腳呢？

有時候上帝會和我們開很大的玩笑——當你越想了解更多內容的同時，你卻產生了更多疑問！

我曾經嘗試通過經典的低通4階及高通3階公式計算，除了R4+C6的高音均衡電路以外，沒有任何一個計算值與元件器參數相符，這個問題困擾了我很多年，差不多從15年前我就找遍國內外所有相關的描述資料，遺憾的是直到此刻根本沒有。

幾年前，我讀到由肖鵬先生發表的《漫談音箱設計之分頻電路的滾降特性》受到很大啟發，也正是這篇文章讓我從新認識經典理論，它更多偏向電學領域，而在聲學中完全是另一回事，其中所涉及到六個很重要的結論如下：

結論一：在復雜的揚聲器單元阻抗情況下。僅使用標準公式來取值無法得到預計的衰減特性。

結論二：在復雜的揚聲器單元阻抗情況下。以分頻點處阻抗模位代入標準公式來取值也無法得到應有的衰減特性。

結論三：在復雜的揚聲器單元阻抗情況下。通過選擇合適的補償網絡。使用標準公式來取位會獲得比較接近衰減特性。

結論四：如果沒有考慮障板邊緣對聲學特性的影響和和單元本身的SPL特性來設計分頻電路。會導致最終的SPL與預計衰減特性偏差很大。

結論五：只能夠通過實際的測量或計算機輔助分析來確定分頻電路的最終的聲衰減特性。而幾乎不可能從分頻電路的結構形式去推斷出來。

結論六：在某一通路中，無論采用什么樣的電路形式（甚至不采用)，只要最終得到的聲衰減特性是如何的，便注定了它的聲相位應該如何變化。即聲相位與電路形式無關而只與聲衰減特性關聯。

基于以上結論，我徹底改變思路，由更多的電聲理論計算轉而更多的精力投入到實際測量工作中，以下描述將是我通過測量結果向各位分析各元器件對頻響及相位的影響。

• 測量用箱： 原裝Rogers早期黑牌 LS3/5A編號為3611S，
• 測量工具：LspCAD，justMLS軟件，win7 32位操作系統；
• 低音單元B110測量條件：近場7.17cm，時間窗寬50ms；
• 高音單元T27 測量條件：近場9.32cm，時間窗寬50ms；
• 為了避免高低通之間串擾，測量時將高低通濾波網絡分離，并分別獨立測量。
• 同時正如BBC對授權商所做的那樣，我為高低通濾波網絡制定了測量用的對比參考圖，所有后續測量數據都是相對的，避免由于設備誤差造成的測量失準。

讓我們正式切入正題：

低通濾波測量：

斷開高通電路，分頻元件未做改變時低通濾波網絡阻抗及B110單元SPL曲線圖，見圖3，此圖將做為后續低通濾波測量的對比參考圖使用。

圖3 分頻元件未做改變時低通濾波網絡阻抗及B110單元SPL曲線圖（斷開高通電路）

下面將對逐個元器件選擇不同值，以判斷其對阻抗及SPL的影響：

1．R1

1．1 由82ohm改成18ohm，

如圖4所示，可以看到阻抗曲線600Hz20000 Hz與參考曲線不再擬合，其中600Hz2200Hz阻抗大于參考值，2200Hz以上阻抗小于參考值 ，在SPL曲線上反映出了對應的變化，B110單元600Hz~2200Hz的SPL小于參考值，2200Hz以上始終大于參考值。

圖4 R1=18ohm，低通濾波網絡阻抗及B110單元SPL與參考對比圖（參考線黑色）

1．2 R1由82ohm改成斷路狀態（即阻抗無窮大），

如圖5所示，可以看到阻抗曲線1000Hz20000 Hz與參考曲線不再擬合，其中1000Hz3000Hz阻抗小于參考值，3000Hz以上阻抗大于參考值 ，在SPL曲線上反映出了對應的變化，B110單元1000Hz~3000Hz的SPL大于參考值，3000Hz以上始終小于參考值。

圖5 R1=斷路，低通濾波網絡阻抗及B110單元SPL與參考對比圖（參考線黑色）

1．3 小結：

可以看出，可以通過調整R1數值改變阻抗特性及SPL斜率，當R1小于82ohm時，SPL左低右高，當R1大于82ohm時，SPL左高右低。

2．L1

2．1 由1.53mH改成1.00mH，

圖6 L1=1.00mH，低通濾波網絡阻抗及B110單元SPL與參考對比圖（測量線紅色，參考線藍色，請忽略粗黑線）

如圖6所示，可以看到阻抗曲線1300Hz以上與參考曲線不再擬合，阻抗小于參考值，在SPL曲線上反映出了對應的變化，B110單元1300Hz以上的SPL大于參考值。

2．2 由1.53mH改成3.00mH，

圖7 L1=3.00mH，低通濾波網絡阻抗及B110單元SPL與參考對比圖（測量線紅色，參考線藍色，請忽略粗黑線）

如圖7所示，可以看到阻抗曲線1300Hz以上與參考曲線不再擬合，阻抗大于參考值，在SPL曲線上反映出了對應的變化，B110單元1300Hz以上的SPL小于參考值。

2．3 小結：

可以看出，可以通過調整L1數值改變阻抗特性及SPL斜率，當L1小于1.53mH時，SPL左低右高，截止頻率增大；當L1大于1.53mH時，SPL左高右低，截止頻率降低。

*當我們把L1與R2并聯看成一個整體，發現了什么?哇！這不就是RL輪廓調整網絡嘛 ，只不過BBC的專家們在40多年前就很聰明的將低通濾波和RL輪廓調整巧妙的結合在一起，而時至今日國內的設計依未脫離LC形式的分頻網絡。

3．C1

3．1 由3.7uF改成0uF（即斷路），

圖8 C1=0，低通濾波網絡阻抗及B110單元SPL與參考對比圖（測量線紅色，參考線藍色，請忽略粗黑線）

如圖8所示，可以看到阻抗曲線350Hz以上與參考曲線不再擬合，且從800Hz以上阻抗變化劇烈，在SPL曲線上反映出了對應的變化，B110單元的SPL與參考值對比以2100Hz為中心左低右高，截止頻率大幅升高。

3．2 由3.7uF改成12.2uF，

圖9 C1=0，低通濾波網絡阻抗及B110單元SPL與參考對比圖（測量線紅色 ，參考線藍色，請忽略粗黑線）

如圖9所示，可以看到阻抗曲線500Hz以上與參考曲線不再擬合，且阻抗變化劇烈，在SPL曲線上反映出了對應的變化，B110單元的SPL與參考值對比以1200Hz為中心左高右低，截止頻率大幅降低。

3．3 小結：

可以看出，可以通過調整C1數值改變阻抗特性及SPL斜率，當C1小于3.7uF時，SPL左低右高，截止頻率大幅升高；當C1大于3.7uF時，SPL左高右低，截止頻率大幅降低。C1是重要的濾波旁路，對低通網絡的影響相當巨大。

*我見到最多的調整是在一批Rogers的小金牌上,C1改成2.2+2.2uF的配置，這與BBC的要求不符，您可以在“前言篇”中看到相關描述，Paul的猜測是保修之后的變更，但我陸續發現了很多這種配置情況，目前我無法對此給出定論。

4．R2

4．1 由33ohm改成16.5ohm，

如圖10所示，可以看到阻抗曲線400Hz3000 Hz與參考曲線不再擬合，其中400Hz1200Hz阻抗小于參考值，1200Hz~ 3000Hz阻抗大于參考值，在SPL曲線上反映出了對應的變化，B110單元400Hz1200Hz的SPL明顯大于參考值，1200Hz 3000Hz與參考值相比變化不明顯。

圖10 R2=16.5ohm，低通濾波網絡阻抗及B110單元SPL與參考對比圖（測量線紅色 ，參考線藍色，請忽略粗黑線）

4．2 R2由33ohm改成斷路狀態（即阻抗無窮大），

如圖11所示，可以看到阻抗曲線500Hz2500 Hz與參考曲線不再擬合，其中500Hz1200Hz阻抗大于參考值，1200Hz~ 2500Hz阻抗小于參考值，在SPL曲線上反映出了對應的變化，B110單元500Hz1200Hz的SPL明顯小于參考值，1200Hz 2500Hz與參考值相比變化不明顯。

圖11 R2=斷路，低通濾波網絡阻抗及B110單元SPL與參考對比圖（測量線紅色 ，參考線藍色，請忽略粗黑線）

4．3 這里有一個很有興趣的事情，如圖12是原始分頻參數、圖13將R2調整為23.5ohm?？梢钥吹綀D13 B110的SPL要比圖12平坦得多（但細心的讀者會發現圖13在1300Hz存在一個約-5dB的深谷，通過調整C5可以很好的改善，稍后我會介紹到），其實這些都是由于B110的氯丁橡膠懸邊老化造成的，這次測量之后，我將R2和C5做了調整，通過聽力對比測試，我保證它真的更優秀。

圖12 R2=33ohm， B110單元SPL（未考慮障板作用-灰色，考慮障板作用選通頻率450Hz-黑線）

圖13 R2=23.5ohm， B110單元SPL（考慮障板作用選通頻率450Hz-黑線）

4．4 小結：

可以看出，可以通過調整R2數值改變阻抗特性及SPL斜率，當R1小于33ohm時，400Hz1200Hz的SPL明顯大于參考值，當R1大于33ohm時，500Hz1200Hz的SPL明顯小于參考值，1200Hz以上頻段與參考值相比變化不明顯。

5．C5

5．1 由6.2uF改成1.5uF，

圖14 C5=1.5uF，低通濾波網絡阻抗及B110單元SPL與參考對比圖（測量線紅色，參考線藍色，請忽略粗黑線）

如圖14所示，可以看到阻抗曲線300Hz5000 Hz與參考曲線不再擬合，其中300Hz900Hz/ 2100Hz5000 Hz阻抗小于參考值，900Hz 2100Hz阻抗大于參考值，在SPL曲線上反映出了對應的變化，B110單元SPL斜率發生變化，趨勢為左高右低，截止頻率降低。

5．2 由6.2uF改成短路（即容值無窮大），

圖15 C5=短路，低通濾波網絡阻抗及B110單元SPL與參考對比圖（測量線紅色 ，參考線藍色，請忽略粗黑線）

如圖15所示，可以看到阻抗曲線180Hz以上頻段與參考曲線不再擬合，阻抗曲線更接近于B110裝箱后未加分頻網絡的原始曲線，在SPL曲線上反映出了對應的變化，B110單元SPL在1000Hz左右明顯被抬高，截止頻率略有上升。

5．3 接著4.3條的話題，如圖16將C5調整為8.3uF?？梢钥吹?圖13在1300Hz處的約-5dB的深谷變成了”S”形，神奇的符合了±3dB的標準要求。今天您已經了解到，對于那些不是過份超出標準要求的B110單元，這是我調試手段之一。

圖16 C5=8.3uF， B110單元SPL（考慮障板作用選通頻率450Hz-黑線）

5．4 小結：

可以看出，可以通過調整C5數值改變阻抗特性及SPL斜率，當C5小于6.2uF時，SPL左高右低，截止頻率略有降低；當C5大于6.2uF時，在1000Hz左右明顯被抬高，截止頻率略有上升。

*如果閣下已經讀過了本公眾號的“分頻網絡前言篇”，在1980年前后，BBC就是這樣干的，當時的B110出現了材料不穩定的問題，到了82年5月，不得不將原始的C5參數調整到10uF，同時R2變更了22ohm。

6．L2

6．1 由2.67mH改成1.00mH，

圖17 L2=1.00mH，低通濾波網絡阻抗及B110單元SPL與參考對比圖（測量線紅色，參考線藍色，請忽略粗黑線）

如圖17所示，可以看到阻抗曲線150~3000Hz以上與參考曲線不再擬合，1000Hz左側阻抗小于參考值，右側大于參考值；在SPL曲線上反映出了對應的變化，B110單元1000Hz以下頻段的SPL大于參考值，1000Hz以上頻段的SPL小于參考值，但截止頻率沒有變化。

6．2 由2.67mH改成6.00mH，

圖18 L2=6.00mH，低通濾波網絡阻抗及B110單元SPL與參考對比圖（測量線紅色，參考線藍色，請忽略粗黑線）

如圖18所示，可以看到阻抗曲線110~3000Hz以上與參考曲線不再擬合，700Hz左側阻抗大于參考值，左側小于參考值；在SPL曲線上反映出了對應的變化，B110單元900Hz以下頻段的SPL小于參考值，900Hz以上頻段的SPL大于參考值，但截止頻率沒有變化。

6．3 小結：

可以看出， L2數值對100~3000Hz頻段影響巨大，當L2小于2.67mH時，SPL左高右略低；當L1大于2.67mH時，SPL左低右略高，但截止頻率沒有變化。

*當我們把C5+L2+R2并聯網絡看成一個整體，發現了什么? 是的，只要閣下有一點理論基礎，便可以看出這是標準的‘并聯陷波電路‘，KEF B110在裝箱之后，如果不加陷波網絡，會在1000Hz處形成一個+5dB的巨大駝峰，如圖19所示，C5+L2+R2組成的LCR陷波網絡正是為了解決這個問題。

圖19 未加設LCR陷波網格的B110單元SPL

7．C3

7．1 由3.0uF改成斷路（即容值無窮?。?，

圖20 C3=1.5uF，低通濾波網絡阻抗及B110單元SPL與參考對比圖（測量線紅色，參考線藍色，請忽略粗黑線）

如圖20所示，可以看到阻抗曲線整體變化不大，整體輪廓逼近參考值 ，但在SPL曲線上分頻點附近反映出了強烈的變化，傳遞函數發生重大改變，Q值升高，相位變化劇烈，截止頻率大幅升高。

7．2 由3.0uF改成10uF，

圖21 C5=短路，低通濾波網絡阻抗及B110單元SPL與參考對比圖（測量線紅色 ，參考線藍色，請忽略粗黑線）

如圖21所示，可以看到阻抗曲線整體變化不大，整體輪廓逼近參考值 ，但在SPL曲線上分頻點附近反映出了強烈的變化，傳遞函數發生重大改變，Q值降低，相位變化劇烈，截止頻率大幅降低。

7．3 小結：可以看出，C3對傳遞函數，Q值、相位影響巨大，可以通過對C5的調整，改變分頻點附近的相關參數及調整分頻點。

*這在“前言篇”中的圖6可以看到，常規應是C3=1.5+1.5uF，但圖中的配置卻是C3=1.5+4.7uF，Paul的猜測是保修之后的變更，但我陸續發現了在前期的Rogers小金牌很多這種配置情況，目前我無法對此給出定論。

** *針對以上各元件測量，我僅舉了兩個相對極端的測量條件作為代表案例，實際上我測量了更多的數據用以指導分頻器校調工作。

• 讀到此處，也許您會明白一點道理，現階段大批量LS3/5A都超過30歲， 一定數量的B110由于材料的老化導致一些嚴重的問題，從而影響其性能發揮，您手中的35A也許外觀非常靚麗，但它們真的還是原來的狀態嗎？回答這個問題最好的方式是需要通過測量來驗證，畢竟我們大部分人都不是Ralph Mills的金耳朵，雖然我希望大家都是。
• 任何的私自更換高低音單元的行為都是不被接受的，會面臨兩個嚴重問題，第一，你可能無法判斷這個單元是否符合標準；第二，即使符合標準你也無法確定高低音單元的響度是否匹配。
• 一個真實的問題是，現在很難找到滿足標準要求的的B110，因為合乎要求的基本上都安裝在35A上了。所以，任何嘗試更換原裝單元的行為其實都是愚蠢的，除非它壞掉了不得不更換。
• 需要補充說明，頻響、相位、群延時等特性非常重要，但這只是必要條件而不是全部，只有這些還遠遠不夠，正如BBC所做的那樣，必須要經過全面的聽力對比測試才能保證。