電荷泵分壓器的特性

電荷泵電壓轉換器主要以其倍增器和逆變器配置而聞名。本文重點介紹分壓器電荷泵配置，它將輸入電壓精確地分頻為2。

雖然電荷泵電壓轉換器在當今許多DC-DC能量轉換器中很常見，但主要以其倍增器和逆變器配置而聞名。本文重點介紹分壓器配置，它將給定輸入電壓精確地除以二。在簡要回顧了電荷泵的基本原理之后，將介紹兩種應用：從兩節鋰電池高效產生穩定的3.3V電源，以及從5V高效推導10V電源。

電荷轉移過程

正如基于磁性的轉換器采用電感器一樣，電荷泵轉換器使用電容器來存儲和傳輸能量。對于最新的電荷泵轉換器，半導體技術的最新進展已經突破了1MHz的工作頻率限制。更高的頻率允許更小的元件，并且多層陶瓷電容器（MLCC）技術的同時進步使得能夠構建確實很小的轉換器。其元件高度低，可實現適用于PCMCIA卡的薄型轉換器。

電荷泵有兩種基本拓撲結構，倍增器和逆變器，其特點是兩步能量傳輸（圖 1）。在每種情況下，輸入電容（C我）確保來自本地電源的低阻抗，因此能夠提供高水平的瞬態電流。為避免寄生電感引起的電壓降，最好將此電容器連接在轉換器附近。

圖1.這些基本組件說明了電荷轉移過程。

CF傳統上被稱為“飛跨電容器”。在步驟 1 中，當交換機 S1 和 S2 關閉且 S3 和 S4 打開時，CF直接連接在輸入電壓兩端。S1 至 S4 開關應具有非常低的串聯電阻。充電然后在 C 之間轉移我和 CF直到它們的電壓在值和極性上變得相等。由于 S1 和 S2 不是理想的開關，因此大部分電荷轉移需要有限的時間才能完成。在該間隔之后，如果輸入發生器具有非常低的源阻抗，則由C獲取的電壓F等于（幾乎）輸入電壓VA - VB.

步驟 2 包括打開 S1 和 S2，同時關閉 S3 和 S4。為了安全起見，兩個步驟之間引入了延遲，以避免轉換器的左右部分之間出現短暫的連接。當S3和S4閉合時，CF將電荷與輸出電容CO一起傳輸，直到這些電容電壓達到相同的值。同樣，交換的持續時間取決于 S3 和 S4 中的串聯電阻。為避免寄生電感的影響，CF和CO應與其他元件緊密連接。然后，電荷從CF轉移到CO，前提是輸出節點連接到正常負載（而不是發電機）。

因此，C我將有限量的費用轉移到 CF，然后是 CF連接到 CO.如果步驟1和2重復足夠多的次數（并且如果輸出沒有短路），則C兩端的電壓O跨 C 的方法我.該電路均衡輸入和輸出節點上的差分電壓。這一特性使具有高邊驅動器的電壓發生器的構造成為可能，并提供了大量其他應用，其中電壓逆變器和倍增器是最簡單的。

逆變器是通過將節點C連接到節點B獲得的，B節點通常成為接地參考。VA - VB = VC - VD，因此如果 VB = VC = 接地，則 VD = -VA。由于節點C和B是通用的，因此可以將此功能與關斷輸入配合在6引腳封裝中。例如，Maxim的MAX1697電荷泵反相器采用6引腳SOT23封裝，可提供高達60mA的輸出電流。

通過將節點 D 連接到節點 A 獲得倍增器。 VC - VA = VA - VB，因此 VC - VB = 2（VA - VB）。如果 VB 等于地，則 VC = 2VA。作為Maxim?廣泛的電荷泵倍增器系列中的一個例子，MAX1682 5引腳SOT23器件可以產生兩倍的輸入電壓，同時提供高達45mA的電流。

通過正確連接，其他設備也可以配置為逆變器模式和倍增器模式。例如，采用1681引腳SO封裝的MAX8可提供高達125mA的電流。該器件采用小至 1μF 的陶瓷電容器工作，工作頻率接近 1MHz。

可以使用多種技術來構建開關 S1 到 S4。Maxim器件采用真正的MOS開關，閉合時允許電流沿任一方向通過。此功能具有有趣的后果，因為它允許能量從輸出傳輸到輸入，以及輸入到輸出。

分壓器原理

上面的每個示例都會產生一個是輸入電壓兩倍的輸出電壓。另一種已知多年的方法是將輸入電壓除以 2（圖 1）。類似于圖 1 的標簽和符號顯示了此拓撲與圖 2 拓撲之間的類比。如果將B和C視為虛擬地，則圖<>電路可視為逆變器。（在這種情況下，負輸出是節點 D。如果將B和C視為輸入，將節點A視為輸出，則該電路也可以被視為倍增器。

圖2.分壓器拓撲結構可視為逆變器或倍增器。

無論哪種方式，電荷泵都會不斷嘗試在CI和CO兩端保持相等的電壓，無論電容的值是否相差很大。如果電荷泵沒有內部損耗和輸出電流，則（VA - VB）和（VC - VD）之間的恒等式將是精確的。電荷泵分壓器（和乘法器）的這一特性確保了非常精確的電壓比，而不必擔心元件精度。一個有用的應用是從正電壓產生負電壓，而不會損失與運算放大器及其電阻網絡相關的精度。

該電路的另一個有用特性是其非常低的輸出電阻。為了評估此參數，請考慮電路（如圖1中的逆變器）的輸出電阻（RO）的定義。RO = [（VC-VD） 開路 - （VC - VD）]/IO，其中 IO 是有用的輸出電流。在逆變器和倍頻器方案中，（VC-VD）開路等于（VA - VB），因為輸入發生器應該具有非常低的內部阻抗。關于輸出電流，這些配置中的（VA - VB）變化不大。

圖2中的分路器配置并非如此，其中恒定輸入電壓為（VA - VD）。輸出電壓 （VC - VD） 的每個壓降都由相等且相反的壓降 （VA - VB） 進行補償。這樣，分壓器的輸出電阻就增加了兩倍。仔細觀察原理圖，我們發現通過電荷泵穩壓器的總電流不是IO，而是IO/2，因為在平衡時，沒有直流電流可以流過CI、CF或CO。CI在步驟1中收到的每筆費用都轉移到CO，CF作為介質。然后電荷從 CO 轉移到輸出電路。Ve輸送到CI的電荷繼續通過節點B并加入總輸出電流。在平衡狀態下，電荷和相關電流的值相等。

完全尊重能量守恒定律，輸入電壓為IO/2提供IO輸出電流。這再次將輸出電阻提高了兩倍，這意味著分壓器的輸出電阻是倍增器或逆變器配置的四分之一。（電荷泵逆變器的輸出電阻可以近似為RO = TOSC/CF + 2RSW + 4ESRCF + ESRC0，其中TOSC是開關周期時間，RSW是開關電阻的總和，ESRCF和ESRC0分別是飛電容和輸出電容的寄生串行電阻。這一特性非常令人感興趣，因為分壓器具有兩象限功能：它可以將能量從輸出傳輸到輸入以及輸入傳輸到輸出。

充分利用兩節串聯鋰離子（Li+）電池

為了向打印設備等子系統供電，一些便攜式產品需要大于7.5V的電源電壓。這一要求要求需要高振幅的短持續時間電流脈沖，但不夠短，無法依賴本地儲能電容器。一種解決方案是兩節串聯的Li+電池，提供8.4V的低源阻抗。產品數字和模擬部分通常需要的低壓電源可以使用線性穩壓器從8.4V獲得。

這種方法雖然簡單，但效率不高。打印操作通常不頻繁，但必須連續提供8.4V電壓才能為較低電壓軌供電?？朔@個問題的一種簡單且高效的板級方法是使用圖3中的電路。IC1是一款6引腳SOT23逆變器，在基本逆變器模式下可提供高達60mA的電流，典型輸出阻抗為12Ω?！癠”后綴表示工作在250kHz的IC需要不大于1μF的電容，典型輸出紋波為30mVP-P對于這種情況。

圖3.該電路將8.4V電池電壓分壓3，利用LDO線性穩壓器（IC3）從4.2V獲得2.<>V電壓。

“二分路器”方案具有120mA的輸出電流能力，其效率（典型值為83%）遠高于線性穩壓器（50.4V輸出的最大效率為2%）。更靈敏的電路由低壓差（LDO）線性穩壓器IC2提供。IC2的典型寬帶RMS噪聲僅為30μV，這要歸功于10nF電容C2。在電路的這一側，能量傳輸顯然是不可逆的，因為LDO電流只能從輸入流向輸出。

兩個輸出電流的總和（不超過120mA）由MAX1697U提供，典型輸出阻抗為3Ω。建議使用低 ESR 陶瓷電容器，以便在最寬的溫度范圍內獲得最佳性能。這些小型電容器采用 EIA 型 CC0603 封裝，尺寸與兩個 SOT23 封裝兼容。

一個250mA、雙象限分壓器

視頻應用通常需要一個10V模擬電源和一個5V電源，用于數字和低壓模擬電路。圖4中的電荷泵逆變器可提供高達125mA的輸出電流，輸出阻抗低至3.5Ω。該電路還通過均勻分配5V至10V的輸入電壓來提供11V。

圖4.單個IC從相當于輸入電壓一半的輸出電壓提供250mA電流。

分路器方案中的輸出阻抗不超過0.9Ω，表示全輸出電流下的最大壓降為225mV。四個高功率開關 S1 至 S4 采用 8 引腳 SO 封裝，可在滿載時輕松耗散 10% 的能量損耗。當今的 2.2μF 陶瓷電容器采用 EIA CC0805 封裝，有些甚至更小。電容值的進一步增加除了降低輸出紋波之外，沒有其他主要優勢。

該基本電路是完全可逆的，這意味著輸出可以吸收電流并將能量發送回輸入電壓。您可以添加與5.5V輸出串聯的LDO線性穩壓器，以提供無法承受紋波的負載。p溝道LDO穩壓器，如MAX603，其最大壓差為220mV/200mA，非常適合此目的。

審核編輯：郭婷