如何在4mA至20mA的電流環路發送器中使用LT8618？

自動化控制在工業和消費類應用中越來越普遍，但即使是一流的自動化解決方案，也要依賴一種古老的技術：電流環路。電流環路是控制環路中普遍存在的組件，可以雙向工作：它們將測量結果從傳感器傳遞給可編程邏輯控制器(PLC)，反之，也可將控制輸出從PLC傳遞給工藝調制裝置。

4 mA至20 mA的電流環路是通過雙絞線將數據從遠程傳感器準確可靠地傳輸至PLC的主流行業標準方法。簡單、耐用、堅固、成熟可靠的長距離數據傳輸、良好的抗噪性和低安裝成本，使這種接口非常適合長時間的工業工藝控制和在嘈雜環境下對遠程物體進行自動監測。傳統上，由于前面提到的諸多原因，電流環路的電源是通過線性穩壓器提供的。與開關穩壓器相比，使用線性穩壓器的缺點是效率相對較低，電流容量有限。效率低下會導致散熱問題，而有限的電流往往會妨礙添加所需的控制系統功能。

新型高效、高輸入電壓降壓穩壓器足夠堅固、足夠小巧，可替代很多電流環路系統中的線性穩壓器。與線性穩壓器相比，降壓穩壓器有很多優點，包括電流容量更高、輸入范圍更寬、系統效率更高。降壓穩壓器具有明顯的性能優勢，在高開關頻率下的tON時間較短，有助于提供緊湊、魯棒的解決方案。

背景知識

圖1所示的標準4 mA至20 mA電流環路可用于將現場儀器儀表的傳感器信息和控制信號傳輸至工藝調制裝置，如閥門定位器或其它輸出執行器。它由四個部分組成：

電流環路電源：電源電壓VDC根據應用有所不同（9 VDC、12 VDC、24 VDC等），電位至少比電路中組合部件（如發送器、接收器和導線）的壓降高10%。該VDC由本地降壓型穩壓器分接，為傳感器和其它部件供電。

發送器：發送器的主要部件是傳感器或變換器。它將溫度、壓力、電流、距離或磁場等物理信號轉換為電信號。如果轉換后的信號是模擬電壓，則需要一個電壓-電流轉換器作為發送器的一部分，將電壓轉換為4 mA至20 mA的電流信號。對于智能數字輸出傳感器，則通過DAC將數字信號轉換回模擬信號。發送器LDO或降壓型穩壓器中的本地電源為所有這些模擬、數字和參考電路供電。

接收器或監控器：接收器將4 mA至20 mA的電流信號轉換為電壓信號，可以進一步處理和/或顯示。電流信號通過高精度分路電阻器RSHUNT和/或模數轉換器或數據采集電路，轉換為有用的電壓電平。在儀表終端，本地降壓型穩壓器為接收器電路供電。

2線或4線環路：完整的電流環路電路可延伸2000英尺以上，由串聯的發送器、電源和接收器組成。在2線4 mA至20 mA電流環路中，電源與電流環路共用同一環路。

圖1.2線電流環路示意圖。

例如，要使用遠程壓力傳感器測量0 psi至50 psi的壓力，那么4 mA至20 mA電流接收器電路與壓力-電流變換器串聯。在傳感器端，壓力為0 psi時讀數為4 mA，壓力為50 psi時讀數為20 mA。在接收器端，從基爾霍夫第一定律可以知道，分路電阻器上會出現相同的電流，并將其轉換為電壓信號。

工業、煉油廠、公路監控和消費類應用中的自動化操作需要高性能傳感器技術和可靠、準確的電流環路來傳輸傳感器信息。電流環路的組件必須在擴展的–40°C至+105°C工業溫度范圍內保持高精度、低功耗和可靠運行，并具備必要的安全性和系統功能。

發送器（傳感器）一側的電源電壓在瞬態時可高達65 V，必須將其轉換至5 V或3.3 V。由于傳感器電路通常設計為直接從電流環路取電（沒有額外的本地電源），因此通常限制在3.5 mA。隨著發送器功能特性的增加，當使用傳統線性穩壓器時，這個限制就成了一個問題，因為它不能提供任何額外的電流。此外，在使用線性穩壓器的系統中，大部分電量必須在穩壓器中消耗掉，從而在封裝系統中產生大量熱量。

LT8618將輸入范圍擴大到65 V，并將負載能力擴大到15 mA。在發射器被封裝并暴露在惡劣的環境變化中的情況下，它的高效率消除了電流環路系統設計中的熱約束。建議使用一個低成本的濾波器來減少電壓紋波和電纜側的電流紋波。本文分析了功率調節器的性能，并提供了元件選型指南，以滿足嚴格的工業要求。此外還提供了效率、啟動、紋波等測試數據。

使用具有擴展輸入和負載范圍的降壓轉換器閉合電流環路

LT8618是一款緊湊型降壓轉換器，具有眾多功能，可滿足工業、汽車及其它不可預測的電源環境的要求。它非常適合4 mA至20 mA的電流環路應用，具有超低靜態電流、高效率、寬輸入范圍、高達65 V的電壓和緊湊的尺寸。圖2顯示了一個完整的發送器電路解決方案，它使用LT8618為MAX6192C高精度電壓基準、電壓-電流轉換以及其它電路供電。

分流電路2SC1623的電流與誤差放大器(EA)正輸入端施加的電壓成正比。2.5 V的基準電壓由MAX6192C產生。MAX6192C是一款精密的基準電壓源IC，具有低噪聲、低壓降和最大5 ppm/°C的低溫度漂移。對于數字輸出與環境變量成比例的智能傳感器，DAC可以將數字信號轉換為模擬信號，并將其發送至誤差放大器。

因此，通過EA、BJT（2SC1623）和100Ω（±0.1%）檢測電阻(RSENSE)，變換器可將電流環路中的電流從4 mA調制到20 mA，其中4 mA表示非零最小輸出，20 mA表示最大信號。即使現場發送器沒有過程信號輸出，4 mA的非零最小輸出或零值以上輸出也可以為設備供電。因此，分流電路中的電流與環境變量成正比，比如壓力、溫度、液位、流量、濕度、輻射、pH值或其它工藝變量。

兩根長導線是信息承載電流環路的一部分，也用于從VDC（接收器側的電源）向發送器供電。VDC的最小電壓應足以覆蓋導線、分路和發送器的最小工作電壓之間的壓降。電源電壓取決于應用，通常為12 V或24 V，但也可高達 36V。

在遠程發送器終端，肖特基二極管(D1)可保護發送器免受反向電流的影響。在輸入端放置一個齊納二極管或TVS (D2)二極管可提供進一步的保護，從而限制與電流環路電感成正比的瞬態電壓浪涌。LT8618高效單片降壓穩壓器將環路電壓降低至5.5 V或3.3 V，為基準、DAC以及其它功能單元供電。

在圖2中，VDC和發送器之間的接線可以從幾英尺到2000英尺不等。電流環路的雜散電感與降壓穩壓器的輸入電容形成一個LC諧振槽。電源側(VDC)的瞬態也出現在遠程發送器的輸入側。對于最壞情況下的無阻尼振蕩，峰值電壓可能是VDC的兩倍。例如，如果工作輸入電壓的典型值為24 V，最大規格值為36 V，那么發送器側的最大電壓就有可能超過65 V。如圖2所示，可以使用發送器前面的TVS二極管D2輕松地實現保護，以限制瞬態期間的任何浪涌。

圖2.以LT8618作為直流電源的電流環路。

另外，還可以通過使用LDO穩壓器保護LT8618免受高電壓偏移的影響，從而構建一個高效的系統。在這種拓撲結構中，LDO穩壓器將調節到輸入電壓減去其壓差，而LT8618則以高效率將~24 V轉換為5 V或3.3 V。LDO穩壓器的限流值應設置在通常的3.8 mA以下，同時還要保持高效率，并且LT8618的輸入電容基本上會使用去耦電容和儲能電容。這將支持在電流環路電流消耗最小或無電流消耗的情況下，在后端短時間爆發高負載。由于高壓偏移比較短，通常攜帶的總能量較少，因此在這些瞬變期間，LDO穩壓器中產生的功率損失不會影響整體效率；也就是說，LDO穩壓器幾乎所有時間都處于高降壓比之下。

典型的電流環路會限制為整個遠程發送器供電的電源電路的輸入電流，LDO穩壓器的可用負載電流不能超過該輸入限流值。另一方面，降壓穩壓器可以使提供給負載的輸入電流成倍增加。圖3顯示了從24 V輸入電壓轉換為5.5 V輸出時LT8618穩壓器的輸出電流與輸入電流的關系。對于3.8 mA的輸入限流值，輸出電流差不多為15 mA。這部分額外的電力可增加操作余量和啟用額外功能單元，簡化了系統設計人員的工作。

圖3.輸出電流與輸入電流的關系，VIN= 24 V，VOUT= 5.5 V

突發模式運行可提高輕載時的效率

LDO穩壓器的效率與降壓比(VOUT/VIN)成正比，當輸入電壓略高于輸出電壓時，效率會很高。降壓比偏高時會出現問題，此時效率非常低，會對系統產生很大的熱應力。例如，當輸入電壓為55 V，輸出電壓為3.3 V時，LDO穩壓器的功率損耗為0.19 W，負載電流為3.8 mA。相比之下，設計合理的降壓型穩壓器在高降壓比下卻可以非常高效。此外，與非同步穩壓器相比，同步降壓型穩壓器可以用MOSFET取代續流二極管，從而提高效率。同步降壓轉換器面臨的挑戰是在整個負載范圍內優化效率，特別是在3 mA至15 mA的輕負載下，此時輸入電壓可高達65 V。

對于一個典型的同步降壓轉換器，主要有三種功率損耗：開關損耗、柵極驅動損耗以及與轉換器IC控制器邏輯電路相關的損耗。如果降低開關頻率，可以大大減少開關和柵極驅動損耗，因此只要以低頻率運行轉換器，就可以減少輕載時的開關和柵極損耗。

在輕載下，邏輯電路的偏置損耗與相對較低的開關相關損耗相當。偏置電路通常由輸出端供電，僅在啟動和其它瞬態條件下通過內部LDO穩壓器從輸入端取電。LT8618通過運行突發模式(Burst Mode)來解決邏輯電路損耗問題。這時，電流以短脈沖的形式傳遞到輸出電容，然后進入相對較長的休眠期，在此期間，大多數邏輯控制電路關閉。

為了提高輕載效率，可選用更大值的電感，因為在短開關脈沖期間可以將更多能量傳送到輸出，降壓穩壓器也可在這些脈沖之間更長時間地保持休眠模式。通過盡可能地延長脈沖之間的時間，并盡量減少每個短脈沖的開關損耗，LT8618的靜態電流可低于2.5 μA，同時在輸入電壓高達60 V的情況下保持穩壓輸出。由于很多發送器電路大多數時候的電流都比較低，與電流消耗高達數十或數百μA的典型降壓穩壓器相比，這種低靜態電流節省了大量能源。

圖4顯示了圖2所示的電流環路解決方案的效率，其中5.5 VOUT輸出軌與LT8618的BIAS引腳相連。在100 mA滿負荷的情況下，峰值效率達到87%，輸入電壓為28 V，電感為82 μH。在同樣的28 V輸入電壓下，10 mA負載時的效率可達到或超過77%，表現出眾。

圖4.LT8618在輕載時的高效率，VIN= 28 V，VOUT= 5.5 V，L = 82 μH。

用于限制沖擊電流和電流環路紋波的輸入濾波器

功率調節器的輸入端與電流環路相連，因此，除了穩態限流外，在啟動或負載瞬變期間限制紋波電流和沖擊電流也很重要。功率轉換器啟動期間的沖擊電流取決于給定軟啟動時間內輸入電容和輸出電容的大小。這就需要權衡取舍：盡量減小輸入電容，防止產生大的沖擊電流，同時又要使其足夠大，以保持可接受的低紋波。

降壓型轉換器的輸入電流是脈沖電流，因此，輸入電容在為紋波電流提供濾波路徑方面起著關鍵作用。如果沒有這個電容，大量的紋波電流將流經較長的電流環路，導致降壓行為不可預測。因此，應當有一個最小的輸入電容可以滿足紋波電流和紋波電壓的要求。多層陶瓷電容(MLCC)由于其低ESR和ESL，在紋波電流方面性能優異。

當轉換器在突發模式下工作時，電感電流遵循三角形波形。電流環路的阻抗比輸入濾波器高得多。因此，輸入電容上的紋波電壓可通過下面的等式來估算，忽略電容的ESR和ESL，其中IPEAK是降壓電感中的沖擊電流，VR是輸入電容上的紋波電壓（顯然，更高的沖擊電流需要更大的電容）：

為了盡量減少輸入電壓紋波，同時保持盡可能小的輸入電容，我們傾向于采用較小的降壓電感。然而，采用大電感時，突發模式的效率會更高。對于82 μH電感和1 V紋波，為了避免在任何最小輸入情況下觸發UVLO，對于使用LT8618的應用，100 nF輸入電容就足夠了。

大部分紋波電流經過本地去耦電容，而剩余部分與電流環路共享相同的路徑。在電纜側保持較小的電流紋波很重要，因為它將作為電壓紋波出現在檢流電阻上，并且電壓紋波的幅度需要小于ADC讀取檢流電阻電壓的分辨率規格。電流紋波可以通過額外的濾波器進一步減少。RC濾波器是一種很好的設計折衷方案，因為它的輸入電流很小，并且與LC濾波器相比成本較低。使用兩級或三級級聯RC濾波器可以進一步實現更小的紋波電流。

通過LTspice仿真，我們可以比較三種不同輸入濾波器結構在源電纜側的電流紋波，輸入路徑中串聯的總電阻為100 Ω，使用LT8618（VIN= 28 V，VOUT= 5.5 V）以及82 μH電感。電流脈沖相當于被輸入濾波器視為LT8618穩壓器輸入電流的值，此時輸出電流為10 mA。

具有100 Ω和100 nF的單級RC濾波器在源電纜側具有超過60 μA的峰峰電流紋波。如果增加電容或級聯濾波級，源電纜側的紋波電流會變小?？紤]到降壓型穩壓器使用更大的直接輸入電容時性能更好，并且兩級RC濾波器的BOM比三級小，同時源電纜側的電流紋波類似，我們建議使用兩級濾波器，每級選用50 Ω電阻和47 nF電容。源電纜側的紋波電流約為30 μA，相應地在250 Ω檢流電阻上可產生大約7.5 mV的紋波電壓，這對8位分辨率的ADC來說差不多足夠了。為了進一步降低電纜側紋波電流，可以在濾波器中使用更大的電容。例如，如果將47 nF電容替換為100 nF的電容，電纜側紋波電流可降低至僅7 μA，相應的紋波電壓為1.75 mV。

圖5.電流環路電源側的電流紋波。

在典型的電流環路應用中，客戶會指定啟動期間的限流值（例如，3.2 mA），但在指定的短時間內可以超過這個限值。在降壓轉換器中，通常會產生高沖擊電流，用于給輸入電容充電。輸入濾波器的功能有兩方面：除了限制電纜源側的紋波電流外，它還有助于限制啟動時的沖擊電流。圖6顯示了輸入電壓VIN為24 V、輸出側負載電流為4 mA時，兩級輸入濾波器啟動期間的輸入電流隨時間的變化。

圖6.使用輸入濾波器時的啟動電流，用于限制沖擊電流（從上部開始：輸入電壓20 V/div，輸出電壓5 V/div，啟用，電纜側的輸入電流，10 mA/div）

結論

電流環路廣泛應用于工業和汽車系統中，用于收集傳感器信息并將其傳輸到控制系統，有時要經過相對較長的電線傳輸。反之，環路將控制器輸出和調制指令傳輸到遠程執行器和其它設備。通過改進電流環路中的電源，尤其是用高效降壓型穩壓器取代傳統的線性穩壓器，可以顯著提高效率和性能，也可以增強電流能力并擴大輸入范圍。高效率、高輸入電壓的穩壓器采用小型封裝，具有較低的最小導通時間，可以實現緊湊的整體解決方案，其尺寸和魯棒性可與LDO穩壓器解決方案相媲美。

審核編輯：劉清