使用RF PA線性化器優化功率放大器的預失真

本文提供功率放大器設計指南，以利用Maxim射頻（RF）功率放大器（PA）線性化器（RFPAL）或其他類型的預失真實現最佳性能。

介紹

本文提供設計功率放大器的指南，以利用Maxim的射頻（RF）功率放大器（PA）線性化器（RFPAL）或其他類型的預失真實現最佳性能。使用RFPAL產品（SC1894和SC2200），經過優化調諧的PA可以實現高達28dB的校正;因此，允許放大器以盡可能高的效率運行。相反，未針對線性化器操作進行優化的PA幾乎無法實現線性度改善，并且可能無法滿足頻譜要求。

部署在無線基礎設施應用中的大多數RF PA使用AB類或Doherty架構。AB 類 PA 通常用于微波回程應用或極低天線輸出功率應用，在 A 類和 B 類之間動態偏置。它們是線性度、輸出功率、效率和成本之間的折衷。另一方面，Doherty PA用于使用高PAR信號以高效率提供高功率，但它們需要使用線性化技術來滿足光譜發射模板要求。RFPAL可以應用于兩種類型的放大器，以實現更好的效率和線性度結果。AB類和Doherty PA的典型效率曲線與輸出功率的函數關系如圖1所示。

圖1.AB/B 類和多爾蒂功率放大器的理想功率效率曲線。

在圖1中，我們可以看到，為了實現AB類PA的合理線性度，必須降低平均功率，使信號峰值低于1dB壓縮點?，F在的效率非常低，約為10%。使用針對線性化優化的AB PA類，這一比例可以提高到24%左右，因為我們現在可以將信號峰值推入PA的非線性工作區域，接近飽和。Doherty PA依靠電路技術在信號大部分時間的回退區域實現高效率。通常，針對無線基礎設施應用優化的LDMOS Doherty PA可實現高達50%的效率。但某種形式的線性化對于滿足規格至關重要，因為Doherty PA是一種非線性器件。

無線基礎設施中線性化的常用方法是數字預失真（DPD）。這通常是一個閉環系統，使用反饋路徑，該路徑接入PA輸出，下變頻，然后將信號數字化，然后由線性化器使用。因此，典型的反饋路徑由包括下變頻混頻器、可變增益放大器和ADC在內的模塊組成。作為分立式實現，這些組件會增加系統的額外成本和功耗。RFPAL將線性化器和所有必要的反饋元件集成到單個IC中。這大大簡化（并加快了）系統實現，并最大限度地減少了額外的電路板空間。

適當的晶體管陣容

RF PA發射器系統通常需要大量的功率增益，而這只能通過使用多個增益級來實現。選擇最終級晶體管是為了滿足給定PA架構中的系統輸出功率規格，其行為有助于滿足線性度和效率等其他關鍵要求。

PA必須設計為峰值功率輸出等于或大于發射器所需的平均功率加上信號的峰均比（PAR）。這是為了確保信號的峰值不會被削波或失真，從而導致信息丟失。平均功率要求決定了傳輸信號的距離或范圍：小區覆蓋范圍。最終PA級晶體管的選擇取決于PA架構。

對于AB類PA，晶體管的峰值或飽和功率PSAT決定了PA的峰值功率。

對于Doherty PA，有幾個變量，包括包含多少Doherty分支，設計是對稱的，使用相同尺寸的晶體管，還是不對稱的，使用更高功率的晶體管作為峰值放大器，輸入功率分配比，僅舉幾例。通常，Doherty PA的峰值功率是晶體管的PSAT之和，平均功率由主放大器晶體管的功率能力決定。

通常，發射器系列中的最終PA具有約15dB的功率增益。所需增益的其余部分由多個驅動器級和預驅動器級級聯彌補。這些放大器級必須設計為在其線性范圍內工作;假設幾乎所有的發射機失真都是在最后級PA中產生的。驅動器放大器的尺寸必須使其能夠以峰值功率提供PA所需的輸入，并具有一定的裕量。這是為了確保驅動器始終在其1dB壓縮點以下工作，并提供線性輸出。預驅動器級的尺寸必須以類似的方式確定，盡管這通常不是問題，因為所需的功率水平相當適中。在圖2中，我們顯示了標稱10W平均功率發射器的示例陣容，可用于PAR高達8dB的3G或4G信號。

圖2.示例 10W PA 陣容。

驅動器和預驅動器器件的選擇對于低功率發射器尤其重要，例如平均功率輸出低于約5W的小型蜂窩設計。在這種情況下，驅動器級的功耗對整體系統效率有很大影響。如果我們將驅動器包含在RFPAL線性化器環路中，則驅動器器件可能不必滿足全PA的嚴格線性度要求。 然而，這種方法將預失真資源從最終階段線性化中轉移出來。這可能導致較低的整體線性度，但更高的系統效率。在這種低功耗發送器情況下，應選擇驅動器，使其線性度（例如通過其ACLR性能測量）比校正后最終級的ACLR高約0dB至3dB。一個近似的經驗法則是選擇具有飽和功率的驅動器，P坐，比最后級所需的峰值輸入功率高約3dB。

對于中等功率PA，驅動器級器件通常經過優化，使其線性剛好足以顯著降低整體ACLR性能。這種“更好的線性度”導致效率降低，但釋放了線性化器資源來校正最終階段。在中等功率發送器情況下，驅動器線性度或ACLR應比校正后的最終級好~5dB。

在宏基站中使用的高功率PA中，驅動器和預驅動器晶體管的選擇使得驅動器和預驅動器都不會降低整體線性度性能。預驅動器和驅動器的效率較低，但這意味著整體大功率發射器效率的降低非常小。此外，這些系統的首要任務是實現盡可能高的最終級效率，通常在寬信號帶寬下。在大功率發射器情況下，驅動器線性度應比校正后的最終級好~10dB。

使用 RFPAL 進行校正所需的 PA 特性

Maxim的RF預失真算法基于Volterra級數近似，該近似通常用于PA線性化領域。Volterra 級數是一個無窮級數，因此在實踐中，我們截斷該級數以在近似精度和計算成本之間給出最佳折衷方案。馬克西姆選擇了由四個延遲抽頭組成的Volterra近似，每個抽頭都是奇數階九次多項式。這種方法在復雜性和有效性之間提供了很好的折衷方案，確保我們可以取消高達九階的IM失真產物。圖 3 和圖 4 對此進行了更詳細的顯示。

這種簡化的Volterra模型假設PA在所需的工作頻率范圍內具有平坦對稱的交調產物，在支持的信號帶寬上具有良好匹配的AM-AM和AM-PM特性，表現良好的AM-AM和AM-PM紋波和變化，以及有限的記憶效應。以下各節將討論所有這些要求的詳細信息。

圖3.沃爾泰拉級數方程。

圖4.沃爾泰拉系列框圖。

賓夕法尼亞州上午到上午響應

AM-AM響應，在整個工作范圍內具有≤2dB（非線性）增益紋波，可實現最佳線性化性能。

放大器的AM-AM響應，即輸出功率與輸入功率的關系，是用于確定給定PA線性度和校正性的關鍵特性之一。線性PA產生直接的AM-AM線路響應;輸入功率每增加1dB，PA的輸出功率正好增加1dB;由于是線性的，PA不會產生失真。在深度退避（遠離壓縮）下運行的 PA 以這種方式運行。但是，這通常不是我們在無線基礎設施應用中操作PA的方式，因為效率非常低。蜂窩基站中使用的RF PA以壓縮方式工作，通常在信號峰值處接近飽和，以最大限度地提高效率。在這些工作條件下，PA是相當非線性的，一些線性化手段對于發射器滿足特定的頻譜發射要求同時保持高效工作至關重要。 AB類放大器通常具有單調增益響應，當輸出功率接近飽和點（即增益壓縮）時，增益會降低。Doherty等高級PA架構通常具有更復雜的AM-AM響應。Doherty PA通常在峰值放大器接合的功率電平處表現出增益擴展。圖5顯示了在大約49dBm （RMS） P時的多爾蒂增益膨脹現象外.為了最大限度地發揮使用RFPAL的優勢，必須將這種增益擴展降至最低。

圖 5.1 顯示了可接受的 AM 到 AM 響應的示例。對于設計良好的放大器，非線性PA的AM-AM增益變化在整個工作范圍內（包括壓縮區域）不應超過2dB。圖5.1中的增益增益變化約為1.4dB。RFPAL將該PA線性化，使其具有一條直線（線性）AM至AM曲線，如圖5.2所示。相比之下，圖5.3中的PA的增益紋波大于3dB，這限制了RFPAL線性化該PA的有效性，如圖5.4所示。這兩條不同的AM-to-AM曲線實際上是在同一PA上以不同的偏差測量的。由于AM-AM響應的這種差異，四載波WCDMA信號的相鄰通道泄漏比（ACLR）在圖5.1中正確設計的PA上比圖5.3中設計不佳的PA好~4dBc。

圖 5.1.未經校正的 AM-to-AM，用于精心設計的 PA。	圖 5.2.針對精心設計的 PA 校正了 AM-to-AM。
圖 5.3.設計不佳的 PA 的未校正 AM-到 AM。	圖 5.4.針對設計不佳的 PA 校正了 AM-to-AM。

圖5.PA AM-AM回應。

SC1894不包括一階校正項，以提供均衡或在整個頻率范圍內的增益平坦度校正。因此，PA應設計為在整個頻率范圍內具有平坦的增益響應，在整個目標頻帶上變化不超過1dB。只要相位變化（AM至PM;見下文）降低到10°以下，就可以容忍高達1.5dB的更大變化。頻率范圍內的不均勻增益和（非線性化）AM-AM增益變化大于2dB會顯著降低整體線性化性能。

建議提高PA增益平坦度以實現寬帶性能

賓夕法尼亞州上午到下午響應

使用RFPAL進行可校正RF放大器設計的第二個關鍵要素是相位響應或AM-to-PM響應。當PA輸出功率接近P時，PA的相位開始旋轉坐.相位旋轉量和相變的單調性對線性化結果都很重要。

如果增益變化小于1dB，則整體相位旋轉不應超過15°。如果增益變化大于1dB，則AM-to-PM應小于10o，以便使用RFPAL實現良好的線性化。

此外，如果AM-PM曲線平滑單調且沒有拐點，則線性化性能會得到顯著改善，如圖6.1所示。

圖 6.1.未經校正的 AM-到 PM，用于精心設計的 PA。	圖 6.2.針對設計良好的 PA 校正了 AM-到 PM。
圖 6.3.設計不佳的 PA 的未校正 AM-到 PM。	圖 6.4.針對設計不佳的 PA 校正了 AM-到 PM。

圖6.PA AM-PM 繪圖。

AB 類 LDMOS 放大器通常具有簡單的 AM-PM 曲線（圖 6.1），而 Doherty 型放大器在單相圖中可以同時具有正斜率和負斜率特性，如圖 6.3 所示。相位方向的多次變化使線性化更加困難。建議將圖6.3中的~49dBm（RMS）相位的高功率相變轉換為高于峰值（瞬時）P外操作范圍。

放大器的AM-PM響應在整個應用頻率范圍內應表現出類似的特性：平滑、單調的曲線，具有相似的總相變。在整個頻率范圍內保持一致的AM-to-PM性能有助于確保與任何線性化方案（包括RFPAL）保持一致的性能。

PA記憶效應

PA中所謂的記憶效應實際上是PA中能量存儲的一種表現。

將PA的存儲器效應保持在5ns以下，以通過RFPAL獲得最佳性能。

“短期”存儲器效應與PA的匹配網絡以及晶體管的輸入和輸出電容以及傳輸時間行為有關。PA中的匹配網絡通常設計為無損阻抗變壓器，能量存儲在匹配的無功組件中。這些網絡在PA輸入端提供共軛匹配，在PA輸出端提供功率匹配，為晶體管的容性輸入和輸出導納提供與50Ω（通常）的適當匹配。這些匹配網絡設計為在信號的RF載波頻率下工作，從預失真的角度來看，如果它們在目標頻段產生平坦的頻率響應和線性相位，則不太重要。

“長期”記憶效應是在時間尺度上，可以與信號的包絡或信息速率相關聯，并且該時間尺度上PA性能或行為的任何變化都會導致信號失真。這些是預失真中主要關注的記憶效應。長期記憶效應的主要來源是：

熱效應：信息信號的幅度隨時間變化，以響應數據本身和用戶數量（流量負載）。這意味著輸入到晶體管的能量隨時間變化，晶體管因此加熱和冷卻。加熱和冷卻的速率取決于晶體管的半導體材料，并且與信號能量的變化速率不同。因此，晶體管和PA的瞬時增益隨時間變化，產生復雜的增益行為，不僅取決于給定時刻的信號值，還取決于信號的近期歷史。熱記憶效應在TDD操作中可能更為明顯，其中PA信號連續打開和關閉，導致熱能爆發進入晶體管。

電荷捕獲效果：捕獲和隨后發射電荷，晶體管通道中的電子，導致流經器件的電流變化，這些變化不僅取決于器件中的瞬時電壓，還取決于電壓信號的歷史。所有半導體材料和界面都是陷阱的潛在來源，但硅LDMOS晶體管相對沒有陷阱，而由砷化鎵（GaAs）和氮化鎵（GaN）等化合物半導體制成的功率FET在寬帶寬PA中越來越受歡迎，更容易受到陷阱效應的影響。

偏置和電源電路：在PA托盤上的直流偏置和電源電路上發現的PCB走線和去耦或旁路電容器有助于電感和電容儲能元件，從而產生記憶效應。與這些偏置或供應線濾波器相關的大時間常數使它們成為長期記憶的重要貢獻者。偏置電路長期記憶效應的一個重要衡量標準是下面描述的視頻帶寬。

RFPAL架構具有四個延遲抽頭，包括一個300ns項。300ns 延遲可補償強烈的熱效應，并且僅限于 IM3。其他抽頭可以考慮長達5ns的記憶效應校正。

視頻帶寬 （VBW）

當VBW

推薦使用 VBW>3-5x 信號帶寬，以獲得最佳 RFPAL 性能。

RF功率放大器的視頻帶寬（VBW）通常表示為PA顯示對稱和恒定互調（IM）乘積的頻率范圍。這通常通過雙音測試來測量，其中兩個音之間的頻率間隔增加，并且作為音分離的函數監控高階以及上三階和低三階IM產品的功率電平。在音調分離掃描期間，總PA輸出功率保持恒定，以消除由于PA增益在頻帶上的變化而產生的任何影響。圖7顯示了LDMOS Doherty PA的VBW測量結果。

圖7.LDMOS Doherty PA 上的 VBW 測量示例。

左邊是總功率和每個基本音的功率，隨著音調分離的增加?？偣β时３执笾潞愣?，而單個音調幅度因寬帶頻率響應而不同。右邊是上三階和低三階 IM 音調功率。在兩個IM產品開始分歧約3dB之前，我們達到了大約90MHz的音調分離。這會產生 3 × 90MHz = 270MHz 的 VBW，這是本例中兩個 IM 音的總頻率分離。我們還可以使用高階 IM 音調評估 VBW。IM 產品發散的基本音調分離較少，但總 IM 音調分離應大致相同：

3 × ΔIM3 ≈ 5 × ΔIM5，其中三角洲是每種情況下的基本音調分離。

RFPAL要求VBW大于信號帶寬的三倍，使VBW成為信號帶寬的四到五倍，使RFPAL能夠更有效地處理高階互調產物，以獲得更好的校正性能。例如，對于設計用于容納兩個連續的20MHz LTE信號以實現40MHz信號帶寬的PA，VBW需要至少為120MHz，RFPAL才能校正三階IM不對稱性。例如，如果信號現在是放置在頻段2兩端的2-20MHz載波，則總信號帶寬為60MHz，并且VBW要求增加到180MHz，以便能夠校正三階積。

影響VBW的主要因素之一是偏置饋電。有關更多詳細信息，請參閱第 4.3 節。

針對 RFPAL 優化 PA 的一些技巧

在此優化步驟的適應期間運行 RFPAL 可提供有關此優化步驟成功的實時反饋。

更改PA配置（電源電壓、偏置應用、阻抗匹配等）時，強烈建議在重新優化PA性能之前復位RFPAL。

初始 ACLR 注意事項

SC1894 RFPAL通?？梢蕴峁?5dB至28dB的ACLR校正，具體取決于信號PAR、PA類型和信號帶寬。有關更多詳細信息，請參閱 RFPAL 的 PA 結果。作為近似值，可以合理地假設優化的AB類PA的校正為15dB，優化的主動偏置高效Doherty PA的校正為20dB。

為了使RFPAL能夠提供最佳校正，PA的設計應使PA的未校正ACLR不低于AB類PA的目標ACLR + 15dB和Doherty PA的ACLR + 20dB。例如，如果使用WCDMA波形的小型蜂窩的ACLR目標為-50dBc，則初始未校正ACLR應不低于-50dBc + 20dBc = -30dBc。

使用 RFPAL 在循環中分析 AM-AM 和 AM-PM 結果

如第3節所示，表征PA的幅度和相位響應對于優化系統性能非常重要。還應測量啟用RFPAL的PA的幅度和相位響應。這樣做可以提供有關哪個參數未得到充分糾正的寶貴信息;因此，無論是主要幅度、相位還是記憶效應，都會降低 ACLR 性能。如果所有三個參數都令人滿意，但PA仍未達到目標規格，則原因可能是由于VBW不足。

RFPAL的一大優點是它允許PA和線性化器一起工作，并能夠在有源條件下調諧和優化PA的匹配電路、柵極和漏極偏置以及Doherty電路。

信號和視頻帶寬

RF功率晶體管通常具有相當低的負載和源特性阻抗，以實現最佳功率輸出和效率性能。輸入和輸出匹配網絡旨在將這些低阻抗轉換為50Ω。匹配網絡通常設計為最低Q值，以最大化RF信號帶寬。

PA還必須設計為最大或至少最佳的VBW。雖然VBW是在RF下測量的，但它是由較低頻率的關注點決定的。奇階IM產物的不對稱性是偶數階IM產物調制PA行為的結果，偶數階IM產物接近直流。理想情況下，與PA的直流連接是短路，但必須在特定帶寬內保持這種低阻抗，以便短路晶體管連接處產生的任何偶數階IM信號。如果這種低頻阻抗不可忽略，則偶數階IM產品會產生調制偏置的電壓信號，進而調制PA的復數增益，例如非線性記憶效應。在寬頻率范圍內保持直流連接的低RF阻抗是PA偏置線路設計的目標。使用靠近晶體管連接的去耦電容可以改善該參數，從而增加VBW。一些RF功率晶體管制造商已經通過封裝設計和封裝內電路解決了這個問題。

漏極電壓和靜態電流（IDSQ)

將功率晶體管的靜態電流設置為適當的水平也是優化PA性能及其RFPAL性能的關鍵步驟之一。將電源電壓施加到放大器托盤（即5V、28V或48V）時，調節柵極電壓，使靜態電流（IDSQ） 將提升到目標值。對于Doherty放大器，主放大器的靜態電流通常與標準AB類放大器一樣調節，而峰值放大器的柵極電壓低于柵源閾值電壓的水平（V總金），將此器件置于C類。 調整峰值晶體管的柵極偏置會影響整個Doherty PA的線性度和效率。

利用RFPAL進行線性化的GaN PA設計考慮因素

GaN技術帶來了大帶寬的優勢，但代價是增益擴展和大回退（遠離最大功率的~12dB至15dB）時失真增加。我們將大回退中的失真稱為“小信號失真”。

而LDMOS PA在高回退（從P>15dB）時通常具有很少的非線性度.MAX），在RFPAL輸出可能被禁用的范圍內，GaN PA在如此高的退避下可能會產生顯著的失真，可能比在更高的功率水平下更大。此外，對于LDMOS PA，回退時PA的增益與輸出功率電平無關，至少與第一近似值無關，但通?？梢钥吹紾aN PA的增益在10dB回退時增加>3dB。

Volterra系列校正信號由SC1894的校正塊（CORR）產生。簡化框圖如圖 8 所示。受GaN PA行為影響的元素以紅色顯示。

圖8.SC1894校正路徑框圖。

為了幫助提高GaN PA性能，SC1894固件中引入了GaN PA模式。 與任何線性化技術一樣，GaN PA必須滿足某些標準才能獲得最佳線性化性能：

足夠的線性化帶寬（> 3-5x 信號帶寬）

表現良好的 AM-AM 和 AM-PM 響應（單調，無扭結，在低功耗下平坦）

低記憶效果

射頻識別動態范圍

線性化GaN PA時，RFIN動態范圍至關重要。

射頻輸入功率在 P.MAX必須仔細選擇：

當PA以最大功率工作時，RFIN電平必須盡可能高（在RFPAL數據手冊的限制范圍內）。

由于PDET指數和CORR VGA增益在RFIN范圍內是固定的，因此校正功率在回退時會降低。RFIN 功率在 P 時越高.MAX，回退越高，有利于小信號失真線性化

PA增益隨溫度的變化也是一個需要考慮的非常關鍵的參數：

PA增益必須在整個溫度和批次之間盡可能小地變化（理想情況下，在整個溫度范圍內為< ±1.5dB）。

正溫度系數 （PTC） 焊盤可用于補償 （NTC） PA 增益（見圖 8）。

盡管FW使用PDET增益補償來補償PA增益。較大的變化會降低整體 RFIN 動態范圍。

圖9.RFIN 范圍和 PA 增益變化。

圖 10.RFIN 范圍和 PA 增益溫度變化。

結論

避免產生過度小信號失真的過于激進的偏置。

為獲得最佳 RFIN 動態范圍：

在整個溫度范圍內保持收發器至PA輸出增益盡可能恒定（目標溫度范圍內±1.5dB）。

在所有條件下，將 RFIN 保持在 RFPAL 數據手冊限值內盡可能高的水平。

為了滿足傳統的線性化技術：

允許 VBW > 3-5 倍信號帶寬。

在整個工作范圍內保持增益紋波≤ 2dB（非線性）的 AM-AM 響應，以實現最佳線性化性能。

如果增益變化小于1dB，則AM至PM的整體相位旋轉不應超過15°。如果增益變化大于1dB，則AM-PM相位旋轉應小于10°，以便使用RFPAL進行良好的線性化。

建議提高PA增益平坦度以實現寬帶性能。

將PA的記憶效應保持在5ns以下。

審核編輯：郭婷