X和Ku-頻段小型無線電設計

作者：Brad Hall and Wyatt Taylor

衛星通信、雷達和電子戰/信號識別領域的許多航空航天和國防電子系統長期以來都需要訪問部分或全部X和K。u頻帶。隨著這些應用轉向更便攜的平臺，如無人機（UAV）和手持無線電，開發新的小尺寸、低功耗無線電設計至關重要，這些設計可以在X和K中工作。u波段，同時仍保持非常高的性能水平。本文概述了一種新的高頻中頻架構，該架構可大幅減小接收器和發射器的尺寸、重量、功耗和成本，而不會影響系統規格。由此產生的平臺也比現有的無線電設計更加模塊化、靈活和軟件定義。

介紹

近年來，在RF系統中實現更寬的帶寬、更高的性能和更低的功耗，同時增加頻率范圍并減小尺寸，人們越來越努力。這一趨勢一直是技術改進的驅動力，這使得射頻組件的集成度比以往任何時候都高。有許多驅動因素推動了這一趨勢。

衛星通信系統所需的數據速率高達4 Gbps，以支持每天發送和接收TB級的收集數據。這一要求正在推動系統在 Ku- 和Ka波段，因為在這些頻率下更容易實現更寬的帶寬和更高的數據速率。這種需求意味著更高的通道密度和更寬的每通道帶寬。

性能要求不斷提高的另一個領域是電子戰和信號情報。此類系統的掃描速率正在增加，推動了對具有快速調諧PLL和寬帶寬覆蓋范圍的系統的需求。對更小尺寸、重量和功耗 （SWaP） 以及更集成系統的推動源于在現場操作手持設備以及提高大型固定位置系統中通道密度的愿望。

相控陣的進步也是通過在單個芯片中進一步集成RF系統來實現的。隨著集成使收發器越來越小，它允許每個天線元件都有自己的收發器，這反過來又實現了從模擬波束成形到數字波束成形的發展。數字波束成形提供了從單個陣列一次跟蹤多個波束的能力。相控陣系統具有無數的應用，無論是天氣雷達、電子戰應用還是定向通信。在許多此類應用中，隨著較低頻率的信號環境變得更加擁擠，向更高頻率的驅動是不可避免的。

本文使用基于AD9371收發器作為IF接收器和發射器的高度集成架構來解決這些挑戰，從而可以省去整個IF級及其相關元件。其中包括傳統系統與該建議架構之間的比較，以及如何通過典型設計過程實現此架構的示例。具體而言，使用集成收發器可以實現一些標準超外差式收發器所不具備的高級頻率規劃。

超外差架構概述

多年來，超外差架構一直是首選架構，因為它可以實現高性能。超外差接收器架構通常由一個或兩個混頻級組成，這些混頻級饋入模數轉換器（ADC）。典型的超外差收發器架構如圖1所示。

圖1.傳統的 X 和 Ku-頻段超外差接收和發送信號鏈。

第一轉換級將輸入RF頻率上變頻或下變頻至帶外頻譜。第一個IF（中頻）的頻率取決于頻率和雜散規劃，以及混頻器和RF前端的可用濾波器。然后將第一個IF轉換為ADC可以數字化的較低頻率。盡管ADC在處理更高帶寬的能力方面取得了令人矚目的進步，但為了獲得最佳性能，其上限目前約為2 GHz。在較高的輸入頻率下，必須考慮性能與輸入頻率的權衡，以及更高的輸入速率需要更高的時鐘速率，從而增加功率。

除混頻器外，還有濾波器、放大器和步進衰減器。濾波用于抑制不需要的帶外 （OOB） 信號。如果不加以控制，這些信號會產生落在所需信號頂部的雜散，使其難以或不可能解調。放大器設置系統的噪聲系數和增益，提供足夠的靈敏度來接收小信號，同時不會提供太多的ADC過度飽和。

需要注意的另一件事是，這種架構經常需要表面聲波（SAW）濾波器，以滿足ADC抗混疊的嚴格濾波要求。SAW濾波器具有急劇滾降，以滿足這些要求。但是，也會引入明顯的延遲和紋波。

X波段的超外差接收器頻率規劃示例如圖2所示。在該接收器中，希望以 8 MHz 和 12 MHz 帶寬接收 200 GHz 之間的頻率。所需頻譜與可調諧本振（LO）混合，產生5.4 GHz的IF。 然后，5.4 GHz IF與5 GHz LO混合，產生最終的400 MHz IF。最終的IF范圍為300 MHz至500 MHz，這是許多ADC可以表現良好的頻率范圍。

圖2.X 波段接收器的頻率規劃示例。

接收器規格 — 重要事項

除了眾所周知的增益、噪聲系數和三階交調截點規格外，影響任何接收器架構頻率規劃的一些典型規格包括鏡像抑制、中頻抑制、自生成雜散和LO輻射。

鏡像雜散 — 目標頻帶外的射頻，與LO混合以在IF中產生音調。

IF 雜散 — RF 頻率為 IF 頻率，在混頻器之前潛入濾波，并在 IF 中顯示為音調。

LO 輻射 — 來自 LO 的 RF 泄漏到接收器鏈的輸入連接器。LO輻射提供了一種被檢測的方法，即使在僅接收操作中也是如此（見圖3）。

圖3.LO輻射通過前端泄漏回去。

自發雜散——中頻雜散，由接收器內的時鐘或本地振蕩器混合產生。

鏡像抑制規格適用于第一和第二混合階段。在 X 和 K 的典型應用中u-頻段，第一個混頻級可能以 5 GHz 至 10 GHz 范圍內的高 IF 為中心。這里需要高IF，因為鏡像落在F處調整+ 2 × IF，如圖 4 所示。因此，IF越高，像帶將下降得越遠。在擊中第一個混頻器之前，必須拒絕該鏡像帶，否則該范圍內的帶外能量將在第一個IF中顯示為雜散。這是通常使用兩個混合階段的主要原因之一。如果只有一個混頻級，IF在數百MHz，則接收器前端的鏡像頻率將很難抑制。

圖4.圖像混合到 IF。

當將第一個IF向下轉換為第二個IF時，第二個混頻器也存在一個圖像帶。由于第二個IF的頻率較低（從幾百MHz到2 GHz不等），第一個IF濾波器的濾波要求可能會有很大差異。對于第二中頻為幾百MHz的典型應用，高頻中頻的濾波可能非常困難，需要大型定制濾波器。由于高頻和通常較窄的抑制要求，這通常是系統中最難設計的濾波器。

除鏡像抑制外，還必須對從混頻器返回到接收輸入連接器的LO功率電平進行強力濾波。這可確保由于輻射功率而無法檢測到用戶。為此，LO應放置在RF通帶之外，以確?？梢詫崿F足夠的濾波。

高中頻架構簡介

最新的集成收發器包括AD9371，這是一款300 MHz至6 GHz直接變頻收發器，具有兩個接收通道和兩個發射通道。接收和發送帶寬可在 8 MHz 至 100 MHz 范圍內調節，并可配置為頻分雙工 （FDD） 或時分雙工 （TDD） 操作。該部件安裝在 12 mm 中2封裝，在TDD模式下功耗為~3 W，在FDD模式下功耗為~5 W。隨著正交糾錯（QEC）校準的進步，實現了75 dB至80 dB的鏡像抑制。

圖5.AD9371直接變頻收發器框圖

集成收發器IC性能的進步開辟了新的可能性。AD9371集成了第二個混頻器、第二個IF濾波和放大、可變衰減ADC，以及信號鏈的數字濾波和抽取。在這種架構中，AD9371的調諧范圍為300 MHz至6 GHz，可以調諧到3 GHz至6 GHz之間的頻率，并直接接收第一個IF（見圖6）。AD9371在5.5 GHz時增益為16 dB，噪聲系數為19 dB，OIP3為40 dBm，非常適合用作IF接收器。

圖6.X 或 Ku帶狀收發器，AD9371作為IF接收器。

使用集成收發器作為IF接收器后，不再像超外差接收器那樣擔心通過第二個混頻器的圖像。這可以大大減少第一個IF條中所需的濾波。但是，仍然必須進行一些濾波，以解決收發器中的二階效應。第一個中頻條現在應該以第一個中頻頻率的兩倍提供濾波，以消除這些影響——這比濾波第二個鏡像和第二個LO要容易得多，后者可能接近幾百MHz。這些濾波要求通?？梢酝ㄟ^低成本、小型現成的LTCC濾波器來解決。

這種設計還為系統提供了高度的靈活性，可以很容易地重用于不同的應用。提供靈活性的一種方式是IF頻率選擇。IF選擇的一般經驗法則是通過前端濾波將其置于比所需頻譜帶寬高1 GHz至2 GHz的范圍內。例如，如果設計人員希望通過前端濾波器獲得從17 GHz到21 GHz的4 GHz頻譜帶寬，則可以將IF放置在5 GHz的頻率（比所需的4 GHz帶寬高1 GHz）。這允許在前端實現可實現的過濾。如果只需要2 GHz的帶寬，則可以使用3 GHz的IF。此外，由于AD9371具有軟件可定義的特性，因此對于認知無線電應用，可以輕松動態更改IF，在檢測到阻塞信號時可以避免阻塞信號。AD9371的帶寬易于調節，范圍為8 MHz至100 MHz，進一步避免了目標信號附近的干擾。

憑借高中頻架構的高集成度，我們最終得到的接收器信號鏈占用了等效超外差所需空間的50%左右，同時功耗降低了30%。此外，高中頻架構是比超外差架構更靈活的接收器。這種架構是低SWaP市場的推動者，在這些市場中，需要小尺寸且不損失性能。

采用高中頻架構的接收機頻率規劃

高中頻架構的優勢之一是能夠調諧中頻。當嘗試創建避免任何干擾雜散的頻率計劃時，這可能特別有利。當接收到的信號與混頻器中的LO混合并產生m×n雜散時，會產生干擾雜散，該雜散不是IF頻段內所需的音調。

混頻器根據公式m產生輸出信號和雜散×RF±n×LO，其中m和n是整數。接收到的信號產生m×n雜散，該雜散可能落在IF頻段，在某些情況下，所需的音調可能會在特定頻率下引起交越雜散。

例如，如果我們觀察一個設計為接收12 GHz至16 GHz的系統，IF為5.1 GHz，如圖7所示，則導致雜散出現在帶中的m×n個鏡像頻率可以通過以下公式找到：

圖7.12 GHz 至 16 GHz 接收器和發射器高中頻架構。

在此等式中，RF是混頻器輸入端的RF頻率，它會導致IF中的音調下降。讓我們用一個例子來說明。如果接收器調諧到13 GHz，則意味著LO頻率為18.1 GHz（5.1 GHz + 13 GHz）。將這些值代入前面的等式中，并允許 m 和 n 的范圍從 0 到 3，我們得到以下 RF 等式：

結果如下表所示：

在表中，第一行/第四列顯示所需的13 GHz信號，這是混頻器中1×1乘積的結果。第五列/第四行和第八列/第三行顯示有潛在問題的帶內頻率，這些頻率可能顯示為帶內雜散。例如，15.55 GHz 信號在 12 GHz 到 16 GHz 所需范圍內。輸入端 15.55 GHz 的音調與 LO 混合，產生 5.1 GHz 音調（18.1 × 2–15.55 × 2 = 5.1 GHz）。其他行（2、3、4、6、7 和 9）也可能帶來問題，但由于它們不在帶外，它們可以通過輸入帶通濾波器進行濾波。

雜散的水平取決于幾個因素。主要因素是混合器的性能。由于混頻器本質上是非線性器件，因此器件內會產生許多諧波。根據混頻器內部二極管的匹配程度以及混頻器對雜散性能的優化程度，將確定輸出電平?；祛l雜散圖通常包含在數據手冊中，有助于確定這些電平。表2顯示了HMC773ALC3B的混頻器雜散圖示例。該圖表指定雜散相對于所需 1 × 1 音調的 dBc 電平。

通過此雜散圖，以及表1中完成的分析的擴展，我們可以生成m×n個圖像色調可能干擾接收器以及在什么水平上干擾的全貌?？梢陨梢粋€電子表格，其輸出類似于圖 8 所示。

圖8.m × n 個 12 GHz 至 16 GHz 接收器的圖像。

在圖 8 中，藍色部分顯示了所需的帶寬。這些線顯示不同的 m × n 圖像及其級別。從此圖表中，很容易看出在混頻器之前需要哪些濾波要求才能滿足干擾源要求。在這種情況下，有幾個圖像雜散落在帶內，無法過濾。我們現在將看看高中頻架構的靈活性如何允許我們解決其中一些雜散，這是超外差架構無法承受的。

避免接收器模式下的干擾源

圖9中的圖表顯示了類似的頻率規劃，范圍為8 GHz至12 GHz，默認IF為5.1 GHz。該圖表給出了混頻器雜散的不同視圖，顯示了中心調諧頻率與m×n鏡像頻率的關系，而不是前面顯示的雜散電平。此圖表中的粗體 1：1 對角線顯示所需的 1 × 1 雜散。圖表上的其他線條表示 m × n 個圖像。此圖的左側是IF調諧沒有靈活性的表示。在這種情況下，IF固定為5.1 GHz。調諧頻率為10.2 GHz時，2×1鏡像雜散穿過所需信號。這意味著，如果您調諧到 10.2 GHz，附近的信號很有可能會阻止目標信號的接收。右圖顯示了通過靈活的IF調諧解決此問題的方法。在這種情況下，IF在9.2 GHz附近從5.1 GHz切換到4.1 GHz。這可以防止發生交叉雜散。

圖9.m × n個沒有中頻靈活性的交越雜散（上圖），避免了中頻調諧時的交越（下圖）。

這只是一個簡單的例子，說明如何通過高中頻架構避免阻塞信號。當與智能算法相結合以確定干擾并計算新的潛在IF頻率時，有許多可能的方法可以使接收器適應任何頻譜環境。它就像在給定范圍（通常為3 GHz至6 GHz）內確定合適的IF一樣簡單，然后根據該頻率重新計算和編程LO。

采用高中頻架構的發射機頻率規劃

與接收頻率規劃一樣，可以利用高中頻架構的靈活性來改善發射器的雜散性能。而在接收器側，頻率成分有些不可預測。在發射端，更容易預測發射機輸出端的雜散。該RF含量可以用以下公式預測：

IF由AD9371的調諧頻率預定義并決定，LO由所需輸出頻率決定。

可以在發射端生成與接收通道類似的混頻器圖。示例如圖 10 所示。在此圖表中，最大的雜散是鏡像和LO頻率，可以在混頻器之后用帶通濾波器濾除到所需電平。在FDD系統中，雜散輸出可能會使附近的接收器脫敏，帶內雜散可能會有問題，這就是IF調諧的靈活性可以派上用場的地方。在圖10的示例中，如果使用5.1 GHz的靜態IF，則發射器輸出端將存在交越雜散，該雜散將接近15.2 GHz。通過在14 GHz的調諧頻率下將IF調整為4.3 GHz，可以避免交越雜散。如圖 11 所示。

圖 10.輸出雜散，無濾波。

圖 11.靜態中頻導致交越雜散（頂部），中頻調諧以避免交越雜散（底部）。

設計示例—寬帶FDD系統

為了展示這種架構可以實現的性能，我們利用ADI公司的現成元件構建了一個原型接收器和發射器FDD系統，并配置為接收頻段為12 GHz至16 GHz，發射頻段為8 GHz至12 GHz。使用5.1 GHz的IF來收集性能數據。接收通道的LO范圍設置為17.1 GHz至21.1 GHz，發射通道的LO范圍設置為13.1 GHz至17.1 GHz。原型的框圖如圖 12 所示。在此圖中，X 和 Ku轉換器板顯示在左側，AD9371評估卡顯示在右側。

圖 12.X 和 K 框圖u-頻段接收器和發射器FDD原型系統。

增益、噪聲系數和IIP3數據是在接收下變頻器上收集的，如圖13（上圖）所示?？傮w而言，增益為~20 dB，NF為~6 dB，IIP3為~–2 dBm。使用均衡器可以實現一些額外的增益均衡，或者利用AD9371中的可變衰減器進行增益校準。

圖 13.Ku-波段接收器數據（頂部），X 波段發射器數據（底部）。

還測量了發射上變頻器，記錄其增益0 P1dB和OIP3。該數據在圖13（底部）中繪制了頻率范圍。增益為 ~27 dB、P1 dB ~22 dBm 和 OIP3 ~32 dBm。

當該板與集成收發器耦合時，接收和發送的總體規格如表3所示。

總體而言，接收器的性能符合超外差架構，而功耗大大降低。等效的超外差設計將消耗超過5 W的接收器鏈。此外，原型板的制造沒有優先考慮減小尺寸。采用適當的PCB布局技術，并將AD9371與下變頻器集成到同一PCB上，采用這種架構的解決方案的整體尺寸可以縮小到僅4至6平方英寸。與等效的超外差解決方案相比，這顯示出顯著的尺寸節省，后者將接近8至10平方英寸。此外，使用先進的封裝技術（例如多芯片模塊（MCM）或系統級封裝（SiP）技術）可以進一步減小尺寸。通過這些先進的技術，尺寸可以減小到2到3平方英寸。

結論

在本文中，我們展示了一種可行的替代架構，即高中頻架構，與傳統方法相比，它可以在SWaP方面實現相當大的改進。概述了超外差，并描述了接收器設計中的重要規格。然后介紹了高中頻架構，并解釋了濾波要求和集成度方面的優勢，以減少整體器件數量。我們已經介紹了如何制定頻率計劃的細節，以及如何利用可調諧IF來避免干擾接收器上的信號。在發射端，目標是減少輸出雜散，我們提出了一種避免帶內雜散的方法，以及一種預測可能存在的所有輸出雜散產物的方法。

這種架構的推動因素是集成直接變頻接收器最近取得的飛躍。隨著AD9371的問世，通過高級校準和高集成度可實現更高的性能。未來幾年，這種架構在低SWaP市場中將變得尤為重要。

審核編輯：郭婷