晶體管設計施密特觸發器工作原理、實例

本文展示了如何使用晶體管設計施密特觸發器，如何改進基本設計，以及為什么有時它可能是最好的方法。

它有什么作用？

施密特觸發器是一個決策電路。它用于將緩慢變化的模擬信號電壓轉換為兩種可能的二進制狀態之一，具體取決于模擬電壓是高于還是低于預設閾值。比較器可以做很多相同的工作。

我不能買一個集成電路來做這個嗎？

是的，CMOS 器件是可用的，但您不能選擇閾值電壓，它們只能在有限的電源電壓范圍內工作。例如，74HC14 旨在在 +5v 下運行，閾值通常為 2.4v 和 1.8v。

或者您可以使用比較器 IC，并通過額外的分立電阻器定義閾值。

如果您需要清理嘈雜或失真的數字信號，請使用 IC。如果您的要求需要不尋常的電壓或精確的閾值，您可能必須設計一個特殊的電路。

雙晶體管施密特觸發器及其工作原理

假設輸入電壓Vi接近于零。T1沒有基極電流，所以它處于關閉狀態。T2通過R1和RA汲取基極電流，因此它處于開啟狀態（根據設計，它處于飽和狀態 - 即其集電極-發射極電壓VCE接近于零），因此Vo位于由下式形成的分壓器的中點R2&RE，介于+V和地之間。

現在假設Vi開始增加。T1的發射極電壓由流入T2的電流保持固定，因此當Vi達到高于該值 0.6v（稱為VP）時，T1將吸收一些基極電流并開始導通。

當它這樣做時，T1開始使T2缺乏基極電流，因此T2開始關閉，因此其發射極電壓開始下降。但這會增加T1的基極-發射極電壓，因此T1會更快地開啟。正反饋使電路進入T1開啟（并且設計為飽和）而T2關閉的狀態。Vo現在靠近+V。

最后，假設Vi開始回落到零。T1的發射極電壓現在由其自身的發射極電流控制。當Vi下降到高于該值約 0.6v 時（稱為VN），T1將開始關閉。這允許T2再次開始開啟，將其自己的發射極電流添加到T1的，從而向上推動發射極電壓。這迫使T1更快地關閉，并且正反饋再次使電路快速進入其他狀態，T1關閉，T2開啟。

閾值和電流

我需要強調一個重要的設計約束。假設Vi從零開始緩慢上升，并達到T1開啟的閾值。該閾值 (VP) 由流經RE的T2的發射極電流設置。一旦Vi達到VP，T2就關閉，通過RE的電流現在通過T1。

假設該電流大于來自T2的電流。如果是這樣，T1的發射極電壓會在T1開啟時突然升高。但隨后T1會突然發現其基極電壓 (Vi) 現在小于其新的發射極電壓，并會立即關閉。但隨后它的發射極電壓會再次下降，因此它會再次開啟。換句話說，電路會振蕩。

因此，設計者必須確保T1中的電流（I1）小于T2中的電流（I2），否則電路將無法工作！

并且由此得出，T2再次開啟的閾值（VN）必須低于VP。我想，這兩個閾值之間的差異被稱為電路的“滯后”，類似于變壓器鐵芯中發生的情況。

設計實例

設計一個電路來數字化這種嘈雜和失真的信號。提供+5v 和+24v 的電源軌。輸出信號必須與在 +5v 下運行的數字邏輯兼容。

如果可以調整輸入信號以適應 +5v 電壓軌，則可以使用基于 CMOS 邏輯（例如 HC14）的解決方案。也可以使用比較器，但這里顯而易見的方法是使用 +24v 電源軌的基于晶體管的設計。我會選擇幾個容易獲得的 30v npn 開關——它們和蘋果一樣常見。

警告。以下內容不適合那些堅持精確的人。設計不一定總是涉及困難的總和！

第一步是確定閾值VP。從波形上看，它可能應該在 12 或 13v 左右。

接下來，選擇將在T2中流動的電流。較低的值可以節省能源，但意味著集電極負載電阻的值較高，這可能會減慢開關邊沿?，F在在T2中選擇 3 mA。那么發射極電阻RE將為 [12v / 3mA] = 4k。使用 3.9kΩ。接下來，將R2計算為 [(24v - 12v) / 3mA] = 4k。此處也使用 3.9kΩ。

最后，選擇T1的集電極電流，從而選擇較低的閾值電壓VN。噪聲尖峰看起來很麻煩，因此將I1設置為 [9v / 3.9kΩ] = 2.3mA 時，將目標設置為 9 或 10v 左右是明智的——這將產生大約 4v 的滯后。那么R1是 [(24v - 9v) / 2.3mA] = 6.5k。使用 6.2kΩ。

R3限制T1的最大基極電流，可以安全地為 [2.3mA / 30] = 77μA（因為晶體管的電流增益不會低于 30），因此R3為 [(24v - 9v) / 77μA] = 194k。使用 180kΩ。（我假設電路由零阻抗電壓源驅動。如果不是，則可以從R3中減去源阻抗。）

剩下RA&RB。RA用于在T1關閉時限制T2的基極電流，而RB確保不受溫度影響。這兩個電阻形成一個分壓器，它必須將T2的基極設置為（例如）12.6v，T1關閉，并吸收明顯高于T2基極電流的電流，該電流不能超過 [3mA / 30] = 100μA。

選擇通過RA和RB的泄放電流為500μA左右，使其遠大于T2的基極電流。

那么如果R1為零，RA和RB之和將為 [24v / 0.5mA] = 48kΩ，分壓器中點為 12.6v，[RB/ (RA+RB)] = [12.6v / 24v] = 0.53，這意味著RB= 1.1RA。這意味著RB是 [48k x 1.1/2.1] = 25k 并且RA是 [48k - 25k] = 23k。但是R1不是零，而是 6.2kΩ，因此RA的實際值為[23k - 6k] = 17k。因此，將值四舍五入，因為更多的電流無關緊要，并選擇RA= 15kΩ 和RB= 22kΩ。

那里。完成的?，F在構建一個并嘗試一下。好吧，無論如何，模擬它。它按預期工作，在 12v 和 8v 下切換。

設計實例的最終電路

該電路的輸出從大約 13v 擺動到 24v，而規范說輸出電平應該是 0v 和 5v。我需要添加一個由 +5v 電源軌供電的電平轉換晶體管來糾正這個問題。最簡單的解決方案是添加一個 pnp 逆變器。

并且在 15kΩ 電阻器 R6（即RA）上包括一個電容器（4.7 或 10nF），使電路開關更快、更干凈——輸出邊沿的上升和下降時間約為 500 納秒。

最終電路如下所示。我最終得到了 3 個晶體管和 9 個電阻器（和一個電容器）。這 13 個組件將占用令人不舒服的 PCB 面積，而且組裝成本也可能會讓人大吃一驚。應該有更好的解決方案。

使用三個晶體管的替代方法

最初的 2 晶體管電路實際上只是具有正反饋的長尾對。像這樣畫出來，并從第三個 (pnp) 晶體管T3獲取反饋，就得到了這里所示的電路。它的工作原理與之前的電路類似，只是現在更有效地利用了 pnp 晶體管的增益。

它還使用更少的電阻器 - 其中一個僅用于將輸出擺幅限制在所需的 5v。

和之前一樣，當輸入電壓Vi接近于零時，T1沒有基極電流，所以它處于關閉狀態。T2開啟（使RC短路），T3也是如此。輸出Vo為高電平。

隨著Vi上升，遲早它會達到足以讓T1開始開啟的值。這必須在T1的基極電壓略高于T2時發生。RA和RB形成一個分壓器，定義T2的基極電壓，這兩個電阻定義了上限閾值VP。

當T1打開時，它會關閉T2和T3。輸出Vo下降到接近零（假設RC足夠大）。

現在假設Vi開始下降。當 T1 的基極電壓降至剛好低于T2時，T1將再次關閉。該電壓由分壓器RC-RA-RB固定，并且可以設置在零（如果RC=∞）和VP之間的任何位置。該電路的一大優點是VP和VN都由分壓器定義，因為它們將在基于比較器的解決方案中。

一個更簡單的選擇

最初的設計解決方案過于復雜（13 個組件），因為它分兩個階段解決了問題——首先制造施密特觸發器，然后安裝電平轉換器。

將這兩個階段合二為一并不比用 pnp 類型替換 npn 晶體管更復雜。該解決方案僅使用 9 個組件。

該電路（幾乎）與原始電路完全相同，只是交換了 +24v 和接地。你甚至可以說，把皺眉倒過來！如果你是那些一直堅持微笑的惱人的人之一。

原電路中+13v 和+24v 的輸出電平現在變為+11v 和0v。規范要求 +5v 和 0v，所以我只需要大約一半的可用輸出擺幅，我可以通過為R2A和R2B選擇合適的值來獲得。

一個更簡單的選擇

如果你已經讀到這里，你現在知道電路是如何工作的，如何設計一個，以及如何調整它。但是您可能仍然想知道，如果有的話，您何時會選擇這種方法。

這不是一個容易的問題。答案取決于您設計的系統類型。如果輸入信號相對較大，并且您決定VP和VN必須相距很遠（例如，為了抑制干擾噪聲），并且系統已經包含分立元件，則基于晶體管的解決方案可能是答案。如果不是，那么首先嘗試一個簡單的解決方案可能是值得的，只要看看它在實踐中的效果如何。設計示例問題可能可以通過此處顯示的非常簡單的電路來解決（盡管實際上，我對此表示懷疑）。

審核編輯：湯梓紅