改變Vce的高頻部分的頻譜特性的二種方法是什么？

一、引言

獨學而無友，則孤陋而寡聞。EMC是一個綜合性學科，其涉及的知識面縱、廣、深，僅僅靠公司內部團隊的封閉式的項目交流，團隊能力很難達到更高的level，也會阻礙EMC工程師們成長。目前很多企業中EMC工程師都處于疲于奔命的項目交付上，很難靜下心來與公司團隊外的大牛們進行溝通交流，使得EMC工程師只具備應付項目的能力，而缺乏了第一性原理的分析。感謝電磁兼容EMC公眾號這個平臺，能夠把工作中經歷過的好玩的有趣的案例整理出來，與眾者探討，共同學習與成長。

二、概述

PWM控制型IGBT工作在斬波模式，使得IGBT本身自帶干擾源屬性，自擾與互擾系統中的其他設備。隨著近幾年功率半導體器件的發展，像SIC、GAN等半導體器件的出現，提升開關速率降低了損耗，但卻帶來了EMI的巨大挑戰。以三相AC380V輸入驅動器的輕載低頻運行為例，其整流母線電壓為DC513V左右，Vce的turn on/off時間達到了ns級，產生dv/dt約為幾KV/us ~幾十KV/us，dv/dt在回路中產生的共模噪聲電流為幾十A甚至100A以上，嚴重干擾周圍設備，僅從路徑上去抑制，需要付出巨大的濾波成本，所以IGBT的EMI抑制一直是業界的關注點。

1. 驅動器共模噪聲的回路示意圖

參見圖1

圖1 干擾路徑示意圖

圖2 Cm測量示意圖

濾波電容：X電容Cx和Y電容Cy；

分布電容：以電機繞組與機殼地分布電容Cm為主，其他分布電容未畫出。

共模噪聲電流：Icm。

2. 驅動器噪聲電流及場強估算

示例：Cx=1uf，Cy=0.1uf，Cm=10nf，Vdc=500V，Tr=50ns，電機線長度1m。

1） Icm估算

Icm = C回路*dV/dt

= 100A;

注：上式中C回路 ≈ Cm。

圖3 Icm電流波形示意圖

2） 3m遠處共模輻射場強估算

≈90dB（uv/m）

其中 ：

E：電場強度（V/m）

f ：電流的頻率（MHz）

L：電纜的長度（m）

I ：電流的強度（mA）

r ：測試點到電流環路的距離（m）

由估算結果可知，共模電流峰值達到了百安級，3m遠處電場強度達到了90dB，在產品認證及實際應用中需要付出更多的抑制代價。

三、原理分析

1. 驅動器共模噪聲機理分析［1-3］

（a） 共模電壓等效簡化電路

（b） Vcm共模電壓波形示意圖

圖4 共模噪聲機理分析

三相PWM脈沖之和不為0而形成的四電平階梯波是產生驅動器共模干擾的本質原因。共模電壓： 。

2. IGBT的Vce頻譜特性

驅動器IGBT的Vce波形與頻譜特性參見圖5。

（a）Vce梯形波 （b）梯形波頻譜

圖5Vce梯形波頻譜示意圖

改變Vce的高頻部分的頻譜特性有二種方法：

1） 改變幅值（圖5：B→A，使得f3→f1偏移），示例圖6［3］；

圖6 幅值對頻譜的影響

2） 改變turn on/off時間（圖5：1/πtr→1/πtr1，使得 f1→f2偏移），示例圖7［3］；

圖7 tr時間對頻譜的影響

在實際應用中很難去改變幅值，所以把改變Vce頻率特性的重任交給了turn on/off時間（也就是改變Vce的dv/dt）。

3. Vce的dv/dt研究現狀

dv/dt設計離不開驅動電路，近些年圍繞著驅動電路的研究進行簡述說明：

1） 有源門極控制型驅動電路，參見圖8［4］。

圖8 有源驅動電路示意圖

有源驅動型在實際應用中turn on/off時間過長，改善了EMI的同時增大了損耗；

2） 高斯波控制型驅動電路，參見圖9［5］。

圖9 Gaussian S-shaping驅動電路示意圖

高斯波控制使得Vce的turn on/off邊沿高斯化，改善了EMI并權衡了損耗，但使得Vce波形階梯式變化且控制較復雜。

3） 驅動電路中各參數對dv/dt及EMI的影響，參見圖10［6］。

圖10 電阻電感驅動電路示意圖

僅分析驅動電路電感和電阻參數對dv/dt的影響，沒有從dv/dt動態調整角度進行說明；

4） 可調驅動電阻型驅動電路，參見圖11［7］，。

圖11 可調驅動電阻的驅動電路示意圖

可調驅動電阻電路通過采集管電壓和管電流波形來實時調節驅動電阻，可獲得較好的動態調節，但電流變化采集用電感的加入，會引入諧振風險；

5） dv/dt驅動周期變化規律， 參見圖12［1］。

圖12 輸出電流一個周期內的dv/dt變化

對dv/dt與輸出電流的周期性變化進行了測試說明，但沒有進行動態調節方法的說明。

4. dv/dt與損耗的分析

IGBT模塊的turn on與turn off計算方法相同，圖13給出了開關瞬態電壓、電流波形及turn on過程的損耗計算公式［8］。

圖13 開關損耗示意圖

為直觀說明損耗與dv/dt關系，參見圖14［1］。

圖14 損耗與dv/dt關系

在實際產品設計中要權衡dv/dt與損耗的關系，驅動參數越大，turn on/off時間越長，帶來損耗越大需要更大的散熱成本。

四、dv/dt與EMI和開關損耗優化設計的新方法探討

通過文獻［1］和文獻［7］對dv/dt與EMI研究的基礎上，針對Vce邊沿交錯控制與dv/dt在線調整方法的分析說明，詳細如下。

1. 運行過程中的dv/dt特性分析

1）波形邊沿疊加特性

驅動器類IGBT控制方式有無PG V/f 控制、帶PG V/f控制、無PG矢量控制、帶PG矢量控制等等不同的控制方式和術語描述，總結來說為三大類：VF、開環矢量、閉環矢量控制。不同的控制方式發波方式會有所差別。同時抓取上橋T1、T3、T5的Vce波形，來綜合說明驅動器運行過程中的Vce的發波模式，參見圖15。

圖15 發波模式示意圖

模式1：剛啟動或0HZ運行時，三個管子的邊沿（上升沿或下降沿）重疊在一起。

模式2：隨著運行頻率的增加，三個管子波形逐漸錯開，兩個管子的邊沿（上升沿或下降沿）重疊在一起。

模式3：速度穩定時，三個管子邊沿交錯開，無疊加出現；

VF模式控制：模式1和模式2；

其他模式控制：模式2和模式3。

◆干擾影響分析

干擾電流峰值：把單管噪聲電流記為Icm=C回路*dV/dt，所以，模式1峰值干擾電流相當為3*Icm、模式2峰值干擾電流為2*Icm、模式3峰值干擾電流相當為1*Icm。

◆干擾強度比較

因工作在模式1和模式2，所以VF控制下的噪聲量級比其他控制方式下的更強，特別是0HZ或低頻運行時。

2）同一驅動參數下dv/dt隨輸出電流變化的特性

參見圖12所示，turn on （下降沿）與turn off（上升沿）的dv/dt的特性總結如下：

◆上升沿與下降沿在電流過零點處的dv/dt最大；

◆上升沿的dv/dt在電流正半周比在負半周大；

◆上升沿的dv/dt在電流正半周內隨電流的增大逐漸變小，電流最大時dv/dt最??；

◆下降沿的dv/dt在電流負半周比在正半周大；

◆下降沿的dv/dt在電流負半周內隨電流絕對值變大逐漸變小，電流絕對值最大時dv/dt最??；

◆上升沿的dv/dt在電流負半周期內隨電流絕對值變大而變大；

◆下降沿的dv/dt在電流正半周期內隨電流變大而變大。

2. IGBT Vce噪聲源抑制方法

經過以上分析，有以下四種抑制方法：

1）0HZ或低頻不發波，或啟動頻率提高（如1HZ以上才發波）----各廠家已應用；

2）降低五段發波與七段發波的運行切換點，降低有效發波次數----各廠家已應用；

3）Vce邊沿交錯控制最小化dv/dt，使得干擾電流峰值最低，同時對損耗沒有影響；

4） Vce邊沿變緩設計

a） 固定參數設計----應用較多，一般負載越重開關損耗越大，與EMI互為矛盾點，需要權衡；

b） dv/dt在線調整控制，最優化EMI與損耗的折中設計。

3. Vce邊沿交錯控制

邊沿交錯控制的本質是增大各個管子開通關斷的時間間隔，使得各個電壓波形邊沿不重疊，降低dv/dt，從而減小干擾。

1） 設計點：改變死區時間來完成邊沿交錯的控制，但要注意時間不宜過大，一般錯開共模電流第一個波峰寬度就可以了，參見圖3和圖16所示。

圖16邊沿交錯控制示意圖

2） 負面影響：因死區時間的調節控制，可能帶來驅動器輸出電流的非正玄化，需要額外的手段進行正玄化的處理。

3） 應用場合：特定場合。

4. dv/dt在線調整控制

因電機負載的電感特性，使得IGBT開關動作時，電流不會立即降為零，需要等到CE兩級的載流子逐漸消失后，才能徹底的關斷，電感中的電流變化影響著IGBT的turn on與turn off時間。線調整控制的本質是找到dv/dt與輸出電流的周期性變化規律，從而設計出適合的驅動參數，使得EMI與損耗最優化。實際測試中也發現dv/dt與驅動參數及輸出電流大小等因素相關。

◆驅動器不接電機，dv/dt測量很穩定，在不同運行頻率下測得的結果都一樣；

◆驅動器接電機（空載與加載），dv/dt隨電流的變化而變化。在相同的IGBT的g極驅動參數下，電流越大dv/dt越小。

1） 設計點：由變化過程中過零點為dv/dt最大點，保證過零點dv/dt滿足EMI要求，再根據輸出不同電流動態調整dv/dt，使得趨近于過零點的dv/dt。其驅動控制電路示意圖參見圖17，dv/dt的驅動參數設計方向參見圖18。

圖17驅動控制電路示意圖

（a）上升沿dv/dt設計

（b）下降沿dv/dt設計

圖18 dv/dt設計方向

dv/dt在線調整控制的優點：

◆dv/dt在整個周期內為滿足EMI需求的最大值，大大減小了開關損耗，最優化EMI與損耗的設計；

◆不需要在IGBT的E級上串如電感，而引發的諧振風險；

G級驅動部分，有以下兩種實現方法：

◆采用不同的驅動參數組合；

◆采用柵極電流控制芯片。

2） 負面影響：增加控制電路與電流檢測電路，成本增加，控制稍復雜。

3） 應用場合：通用。

5. 應用案例調查

1） 邊沿交錯控制技術目前了解到還沒有企業來做，未來特性場合下可能會有應用；

2） 不同驅動參數組合的動態調整，已經有實際應用（例：某公司的深海探測器的高壓電源產品，解決系統自擾問題）。

3） 柵極電流控制芯片，在行業有應用，功率半導體驅動芯片廠家也已經有標準品或根據客戶需求進行定制。
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