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儀表放大器將兩個信號的差值放大。典型的差模信號來自傳感器件,諸如電阻橋或熱電偶。圖1示出了儀表放大器的典型應用,來自電阻橋的差模電壓被AD620（低功耗,低成本,集成儀表放大器）放大。在熱電偶和電阻橋的應用中,差模電壓總是相當?。◣缀练绞畮缀练?。而兩個輸入端輸入的同極性、同幅值的電壓約為2.5V,還有對測量無用的共模分量,所以理想的儀表放大器應該放大輸入端兩信號的差值,任何共模分量都必須被抑制。事實上,抑制共模分量是使用儀表放大器的唯一原因。實踐中,儀表放大器從沒有徹底抑制掉共模信號,輸出端總會有一些殘余成份。
共模抑制比（CMRR）是用來衡量共模信號被放大器抑制程度的一個綜合指標,它由下式定義
圖1 在一個典型的儀表放大器的應用中,輸入共模電壓由來自橋的直流偏壓（VS/2）和輸入線中檢拾的任何共模噪聲組成。共模電壓的一部分總會出現在儀表放大器的輸出端。
式中的Gain是放大器的差模增益,Vcm是輸入端存在的共模電壓,Vout是輸入共模電壓在輸出端的結果。
代入具體值,如AD620集成儀表放大器所設置增益為10時,CMRR為100dB,圖1中共模電壓為2.5V,由（1）式求出它在輸出端的電壓為250m V。有上面設定,注意到由輸入和輸出失調電壓所引起的輸出電壓約為1.5mV,這說明作為誤差源,CMRR并沒有失調電壓重要。至此,只討論了直流信號的共模抑制比。
交流和直流共模抑制比
在圖1中,共模信號可以是穩態的直流電壓（如來自電橋的2.5V電壓）,或是來自外部干擾。在工業應用中,最普通的外部干擾從50Hz/60Hz輸電干線檢拾而來（例如來自照明燈,電機或任何在輸電干線上運行的設備）。在不同的測量應用中,儀表放大器輸入端的干擾基本相等,因此在這里干擾信號也被看作共模信號,被疊加在輸入直流共模電壓上,在輸出端得到的是這個輸入共模信號的衰減形式,衰減程度取決于該頻率下的CMRR。
雖然直流失調電壓可以通過微調和校準輕易除去,而輸出端的交流誤差卻很麻煩。例如,如果輸入回路從輸電干線檢拾到50Hz或60Hz的干擾,那么輸出端的交流電壓會降低整個應用的分辨度。濾除干擾代價很昂貴,并且僅在對速度要求不高的應用中才可行。顯然,整個頻率范圍內的高共模抑制有助于減小外部共模干擾的影響。
所以,實踐中在整個頻率范圍內來討論CMRR比討論它在直流時的情況要有意義得多。集成儀表放大器數據手冊列出了在50Hz/60Hz時的CMRR,圖解部分給出CMRR隨頻率變化的曲線（見圖2）。
圖2表明AD623（低價格集成儀表放大器）CMRR在頻率范圍內變化的情況。100Hz以前保持平坦,之后（大于100Hz）開始下降,可以看出,50Hz/60Hz電網干擾會被很好的抑制。還要注意電網頻率的諧波干擾,在工業環境中,電網頻率諧波可以達到第七諧波（350Hz/420Hz）。此時,CMRR降到大約90dB（增益為10）。這使得- 70dB的共模增益仍足以抑制大多數共模干擾。
不同結構的儀表放大器
現在考察儀表放大器的不同結構,結構的選擇和無源元件的精確度會影響交直流的CMRR。3.1 二運放儀表放大器
圖3是一個基本二運放儀表放大器的電路圖,差模增益可由式（2）給出
（2）
這里R1=R4,R2=R3,如果R1=10kΩ,R2=1kΩ,差模增益為11,從式（2）可知,根本不可能使編程增益為1。
3.1.1 二運放儀表放大器的共模增益
直流共模電壓引起的輸出電壓由式（3）給出
運用式（1）,可得電路的CMRR的表達式為
因為分母中的電阻比總是接近1,不需要考慮儀表放大器的增益,我們可得到,二運放儀表放大器的CMRR隨差模增益的增加而增加。
在上述電阻網絡中,由于存在誤差,實際電阻值不可能完全等于標稱值,即存在失配,可以將R1R3的實際值比它與R2R4之差值的百分率定義為失配。式（4）可以改寫為
式中Mismatch為失配率。
編程增益的四個電阻間的任何不匹配都會直接影響CMRR。在環境溫度下,精密的電阻網絡通過微調可以達到最大精確度。電阻的溫度漂移造成的任何失配都會加劇CMRR的降低。
顯而易見,高共模抑制的關鍵是電阻網絡,因此電阻比和相對應的漂移兩者都要很好的匹配,而電阻的絕對值和他們的絕對漂移卻不重要,關鍵在于匹配。
集成儀表放大器特別適合于增益編程電阻的比值匹配和溫度跟蹤。制作在硅片上的薄膜電阻的最初容差達到± 20%,制作過程中的激光修整使電阻間的比例誤差減小至0.01%。此外,各薄膜電阻值和溫度系數之間的相關變化很小,通常小于3×10- 6/℃。
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圖4說明在環境溫度下電阻失配的實踐結果。圖3中,電路CMRR的測量(增益為11)用到4個電阻,其失配約為0.1%(R1=9999.5Ω,R2=999.76Ω,R3=1000.2Ω,R4=9997.7Ω)。直流CMRR的值約為84dB（理論值為85dB）,當頻率增加時,CMRR迅速下降。圖4同時給出了電網干擾的輸出電壓的示波器波形。180Hz時200mV(峰-峰)諧波引起的輸出電壓約為800m V。由上述設定,一個輸入范圍為0～2.5V的12位數據采集系統的1sb權重為610mV。 A1同相端的Vin- 信號經A1后產生的相移或延時將導致Vin- 和A1的輸出信號間出現向量誤差,引起整個頻率范圍內CMRR的降低。為保證一定的CMRR,Vin- 和A1輸出端的共模信號應有相同的相位和幅度,這只有在A1沒有延時時才可能做到。選擇一個匹配的高速雙運放可以擴展頻率范圍,從而使CMRR保持平坦,但另一方面,高速運放會檢拾外部高頻干擾。另一個解決方法是在A1的反相輸入端和地端之間接一個微調電容,缺點是必須手動微調。 所以圖4的CMRR（在頻率范圍內）受兩個截然不同的參數的影響。在低頻時,CMRR與編程增益電阻的失配直接關聯,高頻時,運放的差模閉環增益引起CMRR的降低。 3.1.2 二運放儀表放大器的共模范圍 二運放儀表放大器的輸入共模范圍受編程增益的影響。圖3中,A1工作在閉環增益為1.1時,輸入端的任一共模電壓都被放大（即輸入共模電壓經1.1倍放大后出現在A1的輸出端）。 現在討論儀表放大器可編程增益為1.1時的情況（R1=1kΩ,R2=10kΩ,R3=10kΩ,R4=1kΩ）。A1的閉環增益為11,因為共模電壓會被放大,所以輸入共模范圍受A1輸出擺動幅度的嚴格限制。在應用中,強制性使用低電壓引起的問題特別嚴重,這種情況下,運用滿幅度放大器會增加一些擺動范圍以緩解這個問題。 |
三運放儀表放大器
圖5是三運放儀表放大器的結構,是分離和集成儀表放大器最常選的結構。整個增益的傳輸函數很復雜,當R1=R2=R3=R4時,傳輸函數可以簡化為
（6）
R5和R6設置為相同值（通常在10～50kΩ）。簡單地調節RG的值,電路的整個增益可由單位值調至任意高的值。
3.2.1 三運放儀表放大器的共模增益
如所期望的,儀表放大器的共模增益的理論值為0。為計算共模增益,設定輸入端只有一個Vcm共模電壓（也即Vin+=Vin-=Vcm）。RG上沒有電壓降,A1,A2的輸出電壓也等于Vcm,設A1和A2理想匹配,因此第一個近似值即第一級共模增益等于單位值并獨立于編程增益。
假定運放A3是理想的,第二級共模增益由式（7）得到
代入式（1）,共模抑制比就變為式（8）
式中的分母比二運放儀表放大器時復雜得多,而正如式（4）所示,分母可用電阻的失配百分率來表示,即
在式（8）中,如果4個電阻都相等（或R1=R3,R2=R4）,其分母就會變為0,而這幾個電阻的任何失配都會使共模電壓的一部分出現在輸出端。與二運放儀表放大器相似：任何電阻間溫度漂移的失配都會降低CMRR。
3.2.2 三運放儀表放大器的交流CMRR
如果A1,A2很好的匹配（即相同的閉環帶寬）,CMRR就不會像二運放那樣迅速下降。對比一下圖2和圖4,三運放儀表放大器的CMRR在100Hz之前相對平坦,而二運放儀表放大器的CMRR在大約10Hz時就開始降低。
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3.2.3 三運放儀表放大器的共模范圍 三運放儀表放大器的第一級共模增益為單位值,共模電壓原封不動的出現在圖5中A1,A2的輸出端,而差模輸入電壓（Vdiff）降落在增益電阻上,結果電流流過R5,R6,這意味著當輸入差模電壓增加時,A1的電壓將高于Vcm,A2的電壓將低于Vcm。因此,當增益和（或）輸入信號增加時,A1,A2的電壓范圍也會增加,最終被電源電壓的范圍所限制?？梢灾?共模電壓可以達到的范圍、差模輸入電壓、增益這三者之間是互相關聯的。例如,增加增益會減小共模范圍和輸入電壓范圍,同樣,增加共模電壓會限制差模輸入范圍并限制增益可能達到的最大值。如果輸入級運放的輸出擺動已知,那么就能很好地表示輸入范圍,共模范圍和增益之間的關系,以服務于特殊的三運放儀表放大器。 工業應用中運用低電源電壓時,可用的擺動范圍也越來越少。至于二運放儀表放大器,可以用滿幅度運放來解決這個問題,三運放儀表放大器中,因為過度的輸入電壓、共模電壓或增益會削減輸入級（A1,A2）的輸出電壓,所以滿幅度輸出級（A3）在這里根本起不了什么作用。 3.2.4 低共模應用中優化的單電源三運放儀表放大器 圖6是AD623（低耗單電源滿幅度儀表放大器）的簡圖,沿用傳統的三運放儀表放大器結構,在用作輸入級運放之前,正反相輸入電壓通過一個PNP管,電壓上偏了0.6V。 要理解電平偏移的重要性,先要考慮儀表放大器工作的通常條件。圖7示出了AD623的一個典型應用,儀表放大器放大的信號來自一個J型熱電偶,儀表放大器連同A/D轉換器共同由+5V單電源供電。此應用中。所測溫度范圍從－200～+200℃,相應的熱電偶的電壓范圍為－7.890～10.777mV。 |
如通常一樣,熱電偶的一端接地,使偏置電流流入儀表放大器。因此,同相、反相輸入電壓中間的共模電壓非常接近地電平。實際上,從熱電偶而來的電壓開始變負時,有效共模電壓也變負。
在傳統的三運放儀表放大器中,當熱電偶電壓開始大于零時,輸入級的電壓擴展效果會導致輸入級的一個運放的輸出電壓變為地。圖6的電平偏置結構通過有效的在共模電壓上加0.6V,避免了這個問題,從而對地有更多的擺動范圍,并且使A1和A2滿幅度運放的輸出電壓處于線性區域,即使輸入電壓和共模電壓低于地電平。輸入電壓可以負到150mV,這由編程增益和共模電壓控制。
在此例中,儀表放大器的設置增益為91.9（RG=1.1kΩ）,基準腳的電壓設為2V,只要熱電偶電壓處在溫度為－200～+200℃間變化,儀表放大器的輸出電壓范圍就為1.274～2.990V（對地）,這個電壓擺動范圍很適合A/D轉換器的輸入電壓范圍（2V±1V）。
3.2.5 單電源二運放儀表放大器在低共模電壓中的應用
加一個Vbe電壓降使共模電壓升高的方法可應用于二運放儀表放大器。圖8是AD627的簡圖,它是一個集成二運放儀表放大器,運用特殊技術來獲得整個頻率范圍內的高CMRR。必須指出,對于三運放儀表放大器而言,必須注意補償內部節點電壓,避免信號飽和,這在單電源應用中格外嚴格。一般說來,最大增益由輸出有效信號的范圍決定（反相通道大于50mV,同相通道為100mV以內）。而在輸入共模電壓接近或等于零的單電源應用中,編程增益有一定限制。當輸入、輸出和基準引腳（REF）的電壓范圍由技術說明所規定時,這些引腳的電壓范圍是互相影響的。在圖8中,由含有共模分量Vcm的差模電壓Vdiff驅動,運放A1輸出端電壓是Vdiff、Vcm、Vref引腳電壓和編程增益的函數：
VA1=1.25（Vcm +0.5V）- 0.25Vref -Vdiff（25kΩ/RG－0.625）
也可用-IN和+IN（V－和V+）腳上的實際電壓來表示：
VA1=1.25（V－+0.5V）- 0.25Vref -（V＋ -V－）25kΩ/RG
A1的輸出電壓在反相通道為50mV以內,同相通道為200mV以內擺動,上述等式可用以驗證A1的電壓是否在此范圍內。從以上任何一個等式可以看到,當Vref作為AD627的輸出(A2)正偏置增加時,A1的輸出電壓會減小。此外,增加輸入共模電壓會增加A1的輸出電壓。在共模電壓較低的單電源應用中,差模輸入電壓或REF上的電壓太高會使A1的輸出變為地電平。輸入電壓有效上偏0.5V（如T1和T2的Vbe）可以增加一些擺動范圍。
表1給出AD627在不同單電源輸入條件下的最大增益值,輸出擺幅是根據REF腳上的電壓得到的,REF上的電壓已經被設置為2V或1V,以使增益和輸出擺動范圍最大。注意在很多情況下,使單電源電壓值大于5V毫無好處（輸入范圍為0V至1V時除外）。
表1 AD627低共模單電源應用的最大增益
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Vin |
REF Pin |
Supply Voltage |
Resulting max Gain |
RG |
Output Swing |
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+/- 100mV,Vcm=0V |
2V |
+5 to +15V |
12.0 |
28.7kΩ |
0.8 to 3.2V |
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+/- 50mV,Vcm=0V |
2V |
+5 to +15V |
23.7 |
10.7kΩ |
0.8 to 3.2V |
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+/- 10mV,Vcm=0V |
2V |
+5 to +15V |
119.9 |
1.74kΩ |
0.8 to 3.2V |
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V- = 0V,V+= 0 to 1V |
1V |
+10 to +15V |
7.5 |
78.7kΩ |
1 to 8.5V |
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V- =0V,V+=0 to 100mV |
1V |
+5 to +15V |
31 |
7.87kΩ |
1 to 4.1V |
|
V- =0V,V+= 0 to 10mV |
1V |
+5 to +15V |
259.1 |
787kΩ |
1 to 3.6V |
4 濾去高頻共模信號
所有的儀表放大器都能校正高頻中超出頻帶的信號,一旦校正,這些信號就變成直流失調誤差出現在輸出端。圖9的電路提供了一個很好的RFI抑制,在儀表放大器的通頻帶內不會降低性能。電阻R1和電容C1（同樣R2和C2）組成一個低通RC濾波器,- 3dB帶寬F=1/（2πR1C1）,代入元件值,這個濾波器有大約40kHz的- 3dB帶寬。電阻R1和R2要選擇足夠大,使電路輸入與電容分離,但不能大到增加電路噪聲的程度,為維持放大器通頻帶的共模抑制,電容C1和C2必須是± 5%乃至更好的元件,或經測試能提供很好匹配的低成本元件。
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維持低頻時的共模抑制,電容器C3是必需的。R1、R2和C1、C2構成橋電路,橋電路的輸出與儀表放大器的輸入相接。C1,C2的任何失配都會導致橋電路失衡并減小共模抑制。C3確保任何RF信號為共模信號（極性幅值相同地出現在儀表放大器的兩個輸入端）,并且不會差分輸入。第二級低通網絡（R1+R2和C3）的- 3dB帶寬為1/[2π（R2+R1）C3],將C3=0.047m F代入,此電路－3dB信號帶寬約為400Hz。典型的直流偏移（整個頻率范圍內）小于1.5m V,電路對RF信號的抑制大于71dB。通過減小R1、R2至2.2 kΩ,電路的- 3dB信號帶寬可以增至900Hz。 除了在儀表放大器之前的電路必須驅動一個抵阻抗負載外,性能與使用4kΩ時相似。 圖9的電路可用一個PCB板來建立,元件引線必須盡可能短,電阻R1,R2可為1%金屬膜電阻,而電容C1、C2必須為±5%容差元件,以避免降低電路的共模抑制。推薦用5%銀云母片電容或松下公司的±2%PPS膜電容。 |
圖9 通常模式和共模抑制RF干擾的衰減電路
圖6 AD623采用典型三運放儀表放大器的結構。通過給兩個輸入端上偏0.6V電壓,即使在極低共模電壓下也可單電源工作。
圖7 AD623的輸入級電平偏置非常適用于單電源低共模應用。溫度范圍為- 200～+200℃,J型熱電偶的電壓范圍從- 7.890～10.777mV。91.9的增益使儀表放大器的輸出電壓范圍為1至3V（即2V±1V）,輸出端與單電源供電的AD7776A/D轉換器相接。
圖8 一個集成二運放儀表放大器AD627,也采用Vbe電平偏置以便低輸入共模電壓在單電源下工作。
圖4 可編程增益的四個電阻間0.1%的失配決定二運放儀表放大器低頻時的CMRR。兩個運放間閉環增益的差異會導致整個頻段CMRR的降低。在180Hz時,200mV的電網諧波會在運放輸出端產生800μV的電壓。
圖5 三運放儀表放大器的結構,R1,R2,R3,R4之間0.1%的失配會導致最壞情況下CMRR為60dB（增益為1）。漂移失配使CMRR降低加劇。
圖3 二運放儀表放大器的輸入共模范圍隨差模增益降低 而降低（不可能得到單位增益）。電阻的不匹配決定直流和低頻時的CMRR,而高頻CMRR取決于通過A1的Vin- 的相移。
工商網監
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