討論基于三電平的單級PFC電路設計

　　目前，帶有功率因數校正功能的開關變換器通常分為兩級結構和單級結構兩種。兩級結構電路具有良好的性能，但是元器件個數較多，與沒有PFC功能的電路相比成本會增加。而單級PFC變換器中PFC級和DC／DC級共用開關管，只有一套控制電路，同時可實現對輸入電流的整形和對輸出電壓的調節。但是，單級PFC電路上實際存在著一個非常嚴重的問題：即當負載變輕、達到臨界連續狀態時，多余的輸入能量將對中間儲能電容充電。這一過程會使中間儲能電容兩端的電壓達到一個很高的值。這樣，在電路中，對于90-265 V的交流電網，該電壓會達到甚至超過1000 V。就目前的電容技術和功率器件技術而言，這么高的電壓都是不實際的。因此，降低母線電容電壓、適應寬電壓輸入場合和負載變化，已經成為單級功率因數校正技術的熱點。

　　本文研究了適用于大功率單相單級變換器的電路拓撲及其控制方式，提出了單級功率因數校正AC／DC變換器的設計方案。該PFC變換器基于一種三電平LCC諧振變換器拓撲，整個變換器由boost功率因數調節器和三電平諧振變換器組成，多電平諧振變換器可把開關管關斷時的壓降限制在二分之一直流母線電壓。同時，該變換器在寬負載變化范圍內，還能夠穩定地調節輸出電壓，并獲得穩定的直流母線電壓。其變換器的控制方式由兩個控制環路實現，其中輸出電壓通過控制直流變換器的開關頻率來調節；直流母線電壓則通過控制boost調節器的占空比來調節。

　　1 電路拓撲及工作原理

　　本文給出的三電平單級PFC的電路拓撲如圖1所示。圖中，變換器輸入boost電感同下方一對開關管直接相連，DC-DC部分由三電平LCC諧振電路構成。Boost電感可工作在CCM或DCM模式下。中間儲能電容Cb1和Cb2的容量相等，故可在電路穩定工作狀態下均分輸入直流電壓，并與箝位二極管Dc1和Dc2一起來降低開關管的電壓應力。電路中開關管的工作時序如圖2所示。

　　在分析變換器的工作模式前，可先做如下假設：

　?。?）所有開關管、二極管、電感、電容均為理想器件；

　?。?）電容Cb1和Cb2足夠大且相等，其電壓都為Vbus／2；

　?。?）輸出濾波電容Co足夠大，其電壓為Vo。

　　基于上述假設，在階段1［t0，t1］：開關管S3和S4導通。Boost電感（Lin）儲存能量，電感電流線性增加。流經開關管的電流是諧振電路和boost電感電流之和。諧振電路兩端電壓VAB為-Vbus／2；

　　階段2［t1，t2］：開關管S4關斷，箝位二極管Dc2將其電壓箝位于Vbus／2。Boost電感電流將流經上方一對開關管并對其體電容放電。此時，VAB為零；

　　階段3［t2，t3］：開關管S3關斷（由于其體電容被放電，S3將零電壓關斷），電感電流繼續對中間儲能電容充電，S1、S2體電容放電，待其完全放電后，其體二極管導通。此時，VAB電壓為Vbus／2。

　　階段4［t3，t4］：開關管S1和S2同時零電壓導通。Boost電感電流和諧振電路電流同時流經S1、S2。此時VAB電壓不變，仍為Vbus／2；

　　階段5［t4，t5］：開關管S1關斷，電壓被箝位二極管Dc1箝位于Vbus／2。諧振電流流經S2和Dc1，此時VAB的電壓降為零；

　　階段6［t5，t6］：開關管S2關斷，諧振電流方向反轉，并對S3、S4體電容放電；完全放電后，其體二極管導通。直到下一個周期開始，S3、S4將零電壓導通。

　　2 控制策略及穩態分析

　　2．1 控制策略

　　本文中的變換器由多個開關管構成。其控制變量也不止一個。因此，在設計時，可以同時采用諧振電路的開關頻率和boost電路的占空比兩個控制變量來分別達到控制輸出電壓和直流母線電壓的目的。本文分別選取boost電路的占空比來獲得需要的直流母線電壓。采用這種控制方式的優點是，無論負載如何變化，都能得到所需要的直流母線電壓。

　　2．2 boost模式

　　本文設定的boost電路工作在DCM狀態下，這樣，當boost電感充電時，電感電流將從零開始線性增加，其電流峰值為：

　　因此，在一個周期內，其平均電流為：

　　由于直流母線電壓的大小可根據不同的交流輸入電壓峰值而變化，其可表示為：

　　因此，當輸入交流電壓的范圍是90Vms～265Vms時，其直流母線電壓的大小為350～650V。