基于TOPSwitch的反激變流器反饋電路的優化設計

基于TOPSwitch的反激變流器反饋電路的優化設計

介紹了利用TOPSwitch構成的反激變流器．井從傳遞函數補償的角度分析了反饋電路的設計方法。通過反饋電路結構和參數的調整,變流器的輸出電壓紋波大幅度減小,抗干擾性能得到了加強,效率有所提高。
關鍵詞：單片開關電源;反激;反饋：傳遞函數

0 引言
??? 近年來,中小功率的開關電源向著單片集成化的方向發展。1997年,美國功率集成公司(Power Integration Inc,簡稱PI公司)推出三端單片電源TOPSwitch-II系列。該系列產品將MOSFET和控制電路集成在一起,不僅提高了電源效率,而且使電源的體積和重量大為減小。
??? 由于TOP系列單片電源的集成度很高,外圍電路十分簡單,本文在試驗的基礎上分析并改進了反饋網絡,驗證了其對電路性能提高的有效性。

1 TOPSwitch開關電源反饋電路設計
??? TOPSWitch的外圍電路主要分為輸入整流濾波電路、鉗位保護電路、高頻變壓器、輸出整流濾波電路和反饋電路5部分。其中前4部分電路設汁可以在PI公司的網站上找到專用的設計軟件進行計算,電路的參數和器件型號都能滿足TOPSwitch開關電源的需要。
??? 至于反饋電路,由于PI公司沒有專用的工具,所以必須根據電路的實際情況進行設計。單片開關電源的反饋形式雖然有很多,但可以歸結為圖1所示的4種基本形式。其中圖1(a)為基本反饋電路,電路簡單但穩壓性能較差,負載調整率只能達到S1=±5％;圖1(b)為改進型反饋電路,增加了一只穩壓管D5,可以使S1改善到±2％;圖1(c)為帶穩壓管的光耦反饋電路,相當于給TOPSwitch增加一級外部誤差放大器,再與內部誤差放大器配合使用,可以對輸出電壓進行調整,S1可到達±1％;圖1(d)為帶TL431的光耦反饋電路,用三端線性穩壓管代替圖l(c)中的穩壓管D5,從而對輸出電壓進行精細調整,S1=±O.2％。

??? 設計開關電源時,一般根據實際技術要求選擇合適的反饋電路,本文就圖l(d)的反饋形式進行分析。并給出較為實用的電路結構,圖2是應用TOP224及精密反饋電路構成的反激變流器,交流通用輸入(85~265V),多路輸出,要求主輸出電壓紋波在0．5％以內,負載調整率S1=±0.2％。????

??? 對于圖2電路,主要就是要確定R4、R5、R6及R7的值。電路利用輸出電壓與T1431構成的誤差比較器,通過光耦PC817線性關系的電流變化控制TOPSwitch的Ic,從而改變PWM寬度,達到穩定輸出電壓的目的。從TOPSwicth的流入控制腳C的電流Ir與占空比D成反比關系,如圖3所示。

??? 為使PWM線性調節,控制腳電流Ir應在2~6mA之間,而Ic是受光耦二極管電流If控制的,由于光耦PC817是線性光耦,二極管正向電流If在3mA左右時,三極管的集射電流Ice在4mA左右,而且集射電壓Vce在很寬的范圍內線性變化。因此確定選PC817二極管正向電流If為3mA。
??? 從TL431的技術參數知,Vka在2.5~37V變化時,Ika可以在1~100mA內大范圍變化,一般選20mA即可,既可以穩定工作,又能提供一部分死負載。
??? 由以上分析,可以得到一組關系式,有

???
式中：Vf是PC817二極管壓降;
????? VR是TL43l參考端電壓;
????? Vc是輸出電壓。
??? 根據以上計算得到：R4=10kΩ、R5=10k、R6=470Ω、R7=150Ω。
??? 使用以上參數構成的反激變流器,由于高頻變壓器漏感的存在以及PCB的布局不夠合理,使得輸出電壓紋波較大,達到150mV(=3％),所以必須對控制電路進行改進,進一步提高控制環路的增益和帶寬,改善電路的瞬態響應,以降低輸出紋波。
??? TOPSwitch的控制函數有兩個極點,第一個極點頻率為7kHz,它是由內部阻容元件構成的低通濾波器決定的,其截止頻率為7kHz,能濾掉開關噪聲電壓,而對誤差電壓只產生很小的相移。第二個極點頻率為1.7kHz,是由自動重啟動電容C8(47μF)和控制端動態阻抗Zc決定的,該極點適用于開關電源在不連續模式且占空比D<50％情況下。
??? 反激變流器的控制框圖如圖4所示。在設計反饋網絡前,假設PC817的電流傳輸比CTR=100％,而且因為TOPSwitch的控制是電流模式,所以PC817構成的傳遞環節不影響整個系統的頻率響向應,令Kea=1,并且所有設計采樣點在輸出的小LC濾波環節之前。此時,開環傳遞函數為V1為

???

??? V1折算到低壓側的原邊直流電壓;
??? RL為負載電阻;
??? L為高頻變壓器次級電感。
??? 代入電路參數得
??? TOPSwitch的開關頻率為100 kHz,為了避免其引起過多的相移,一般取帶寬為其頻率的l／4一1／5,我們取1／5為20kHz。則此時的相位φ=arctan(20／33)一arctan(20／14)-arctan(20／49)=-46°
??? 如果用單極點補償[如圖5(a)所示],則帶寬處的相位裕度為180—90一46=43°,比工程上一般要求的45°偏小,所以采用雙極點補償形式來提升相位裕度。圖5(b)具有兩個極點和一個零點,把第一個極點設定在原點,第一個零點一般在帶寬的1／8左右,這樣在帶寬處提升相位10°左右,此零點越低,相位提升越明顯,但太低了就降低了低頻增益,使輸出調整率降低,這里取2kHz。第二個極點的選取一般是用來抵消右半平面零點(一般由輸出電容的ESR引起)的增益升高,保證增益裕度,使帶寬處保持一20db／10decade的形狀,這里取極點頻率50kHz,如圖6所示。

??? 補償網絡通頻帶增益Ad=0,所以有R3／Rl=l,對應圖2中,R8=R4=10kΩ。又有fz1=2kHz,fp2=50kHz,

???
得到C1=318pF,C2=8nF。對應圖2中C9=318pF,C8=8nF。
??? 此時帶寬處的相位裕度為180一90+10一46=54°,滿足工程上的要求。在低于OdB帶寬后,曲線為一40dB／decade,這樣增益迅速上升,低頻部分增益很高,使電源輸出的直流部分誤差非常小,并且有很好的負載調整率和電壓凋整率。

2 實驗結果
??? 按以上分析得到的參數設計了一款反激變流器電路,單片開關電源選用TOP224Y,總功率45W,輸出+5V(6A),士15V(1A),圖7、圖8為實測波形。輸出電壓紋波為20mV(=0.4％),電壓調整率SV<10mV（<0.2%）,負載調整率S1=10mV(=0.2％),效率達到80％。

3 結語
??? 本文通過分析反激變流器的傳遞函數,設計出一種較好的補償網絡,并給出一些主要的參數的計算方法。針對實驗電路,可以發現應用新的補償網絡,輸出電壓紋波得到很大改善,抗干擾性能得到提高,而且電源效率有一定改善。