一種新型單級功率因數校正（PFC）變換器

一種新型單級功率因數校正（PFC）變換器

摘要：提出了一種新型的功率因數校正單元（flyback＋boost單元）。這種功率因數單元具有兩種工作狀態，反激變換器狀態和boost電感狀態?；谶@種PFC單元，得到了一種新型的單級功率因數校正變換器，實驗結果證明這種變換器不僅可以得到很高的功率因數，而且可以自動限制儲能電容上的電壓。

關鍵詞：單級功率因數校正；flyback＋boost單元；變換器

1? 引言

??? 為了減少對交流電網的諧波污染，國際上推出了一些限制電流諧波的標準，如IEC1000-3-2，它要求開關電源必須采取措施降低電流諧波含量。

??? 為了使輸入電流諧波滿足要求，必須加入功率因數校正（PFC）。目前應用得最廣泛的是PFC級＋DC/DC級的兩級方案，它們有各自的開關器件和控制電路。這種方案能夠獲得很好的性能，但它的缺點是電路復雜，成本也高。

??? 近年來，提出了很多單級功率因數校正AC/DC變換器^[1－3]，特別是在小功率應用場合。在單級PFC變換器中，PFC級和DC/DC級共用一個開關管和一套控制電路，同時實現對輸入電流和輸出電壓的調節，它的優點是電路簡單，成本低。然而，這些變換器也存在著不少缺點，如效率低，不適用于大功率應用，儲能電容電壓變化大等。這些缺點限制了單級PFC變換器的應用。

??? 本文提出了一種新型的單級功率因數校正單元（flyback＋boost單元）。通過控制flyback＋boost單元工作在不連續導電模式，使得輸入電流自動跟隨輸入電壓，實現功率因數校正，并且自動限制中間儲能電容上的電壓?；谶@種單元，得到了一種新型的單級功率因數變換器。實驗證明這是一種很好的單級PFC變換器。

2? 基于flyback＋boost單元的單級功率因數校正AC/DC變換器

2.1? flyback＋boost單元的工作狀態

??? 本文提出的新型單級功率因數校正變換器如圖1所示。

圖1? 帶flyback＋boost單元的單級PFC變換器

??? 當工作在不連續導電模式（DCM）下，flyback＋boost單元的工作狀態可以概括為兩種狀態，即反激變換器狀態和boost電感狀態。

??? 1)反激變換器狀態當|v_in(t)|<(v_c1－n₁V_o)〔式中v_in(t)表示交流輸入電壓瞬時值，v_c1表示中間儲能電容的電壓，n₁表示變壓器T1的變比〕期間，T₁工作在一般的反激變換器狀態。在一個開關周期內，當S₁開通時，L₁(表示T₁的初級電感)經D₅充電，儲存能量；當S₁關斷時，由于|vin(t)|<(vc1－n₁V_o)，D₆不能導通，儲存在T₁中的能量全部傳遞到輸出端?？梢?，在|v_in(t)|<(v_c1－n₁V_o)期間，flyback＋boost單元的工作原理與反激變換器一樣。

??? 2）boost電感狀態當|v_in(t)|>(v_c1－n₁V_o)期間，T₁相當于一個boost電感。在一個開關周期內，當S₁開通時，L₁經D₅充電儲能；當S₁關斷時，由于|v_in(t)|>(v_c1－n₁V_o)，D₆導通，儲存在T₁上的能量向C₁充電，其工作方式與一般的boost電感型單級PFC變換器一樣。

??? 兩個工作狀態的工作波形如圖2所示。

圖2? flyback＋boost單元的兩個狀態

??? 這種新型的單級PFC變換器具有一個顯著的優點，那就是能夠自動限制中間儲能電容上的電壓。因為，當PFC單元處于反激變換器狀態時，反激變換器副邊反饋到原邊的電壓加上輸入電壓之和為（|v_in(t)|＋V_o·n₁），只有當（|v_in(t)|＋V_o·n₁）>v_c1時，C₁才會被充電，此時PFC單元進入boost電感狀態，所以，儲能電容上的電壓最終被限制在（V_in(peak)＋V_o·n₁）。

2.2? 變換器的工作原理

??? 因為PFC單元具有兩種工作狀態，以下將分別介紹在這兩種工作狀態下變換器的工作原理。

??? 1）當PFC單元工作于反激變換器狀態時，在一個開關周期內，變換器經歷了三個工作狀態，電路中主要電流波形如圖3所示。

圖3? Flyback狀態電路中電流波形

??? 狀態1[t₀，t₁]S₁導通，D₅導通，D₆，D₇反向關斷，流過L₁的電流線性增加。同時D₈導通，C₁的能量通過T₂釋放。流過L₁的電流為

??? i_in(t)=(t－t₀)（1）

式中：V_in(peak)為交流輸入電壓的峰值；

????????? ω為交流輸入電壓的角頻率。

??? 狀態2[t₁，t₂]在t₁時刻，S₁關斷，D₈關斷，D₉續流導通。D₅關斷，D₆也關斷。此時D₇導通，儲存在T₁上的能量傳遞到輸出端，直到t₂時刻，T₁的能量完全釋放。

??? 狀態3[t₂，t₃]在t₂時刻，D₇自然關斷。此時S₁，D₅，D₆，D₈也關斷，D-續流導通，直到S₁重新導通。

??? 從以上分析可以知道，經過整流橋后的輸入電流i_in是一個三角波，在一個開關周期內平均輸入電流I_in(avg)可表示為

??? I_in(avg)=D²T_s（2）

式中：T_s為變換器的開關周期；

????? D為占空比。

??? 2）當PFC單元工作于boost電感狀態時，在一個開關周期內，變換器也經歷了三個工作狀態，主要電流波形如圖4所示。

圖4? Boost狀態電路中電流波形

??? 狀態1[t₀，t₁]S₁導通，D₅和D₈導通，D₆，D₇反向關斷，工作過程與上述的狀態1相同。

??? 狀態2[t₁，t₂]在t₁時刻，S₁關斷。D₈關斷，D₉續流導通。D₅，D₇關斷。此時D₆導通，V_in和L₁通過D₆給C₁充電，直到t₂時刻，L₁的能量完全釋放。

??? 狀態3[t₂，t₃]在t₂時刻，D₆自然關斷。此時S₁，D₅，D₇，D₈也關斷，D₉續流導通，直到S₁重新導通。

??? 當狀態1結束時，電感L₁的電流為

??? i_in(t₁)=DT_s（3）

??? 在狀態2期間有

??? vc1－=L1（4）

式中：D₂₁為[t₁，t₂]時間段續流的占空比。

??? 在一個開關周期內，平均輸入電流I_in(avg)為

??? I_in(avg)=i_in(t1)(D＋D₂₁)=（5）

??? 由式（2）及式（5）可知，無論flyboost＋boost單元處于反激變換器狀態或著boost電感狀態，變換器都能實現功率因數校正。

3? 實驗結果

??? 根據圖1建立了實驗電路，設計參數為

??? 輸入? AC 170～230V；

??? 輸出? 16V/7.5A；

??? 頻率? 120kHz；

??? 電路主要參數? L₁=54.02μH，n₁=4.75。

??? 通過實驗得到波形如圖5所示。在滿載時變換器的功率因數達到0.976，中間儲能電容上的電壓自動限制在380V。

(a)flyback＋boost單元處于反激變換器狀態時輸入電流波形

(b)flyback＋boost單元處于boost電感狀態時輸入電流波形

(c)輸入電壓與平均輸入電流

圖5? 實驗波形

4? 結語

??? 本文提出了一種基于flyback＋boost單元的新型單級功率因數校正AC/DC變換器。這種變換器具有以下優點：

??? 1)自動限制中間儲能電容上的電壓；

??? 2)通過控制flyback＋boost單元的兩種狀態都工作于DCM模式下，獲得了很高的功率因數。

??? 通過實驗，證明這是一種很好的單級PFC變換器。