一種15W三路輸出DC/DC模塊電源的設計

一種15W三路輸出DC/DC模塊電源的設計

摘要：通過一種UC3843控制小功率多路輸出DC/DC模塊電源的詳細設計過程的介紹，重點討論了多路輸出模塊電源設計中與單路輸出不同的地方，詳細介紹了DC/DC模塊電源中常用的新型芯片UC3843的外圍電路參數的設計，給出了多路輸出模塊電源中變壓器和耦合電感的工程設計的詳細過程及滿足各項性能指標應注意的各種問題。

關鍵詞：DC/DC變換器；多路輸出；耦合電感

0??? 引言

??? DC/DC模塊電源已廣泛用于微波通訊、航空電子、地面雷達、消防設備、醫療器械等諸多領域。其中有許多應用場合需要多路輸出。如在單片機智能控制器中，單片機供電需要5V，而運放集成電路通常需要12V。在設計多路輸出電源時，有許多地方不同于單路輸出，需要考慮的問題較多，難度較大。比如，既要考慮變壓器管腳限制、多副邊變壓器設計、各路的穩壓電路實現，又要考慮每路輕載及滿載時的負載調整率，負載的交叉調節特性。本文通過一個給單片機智能控制器供電的15W三路模塊電源的設計實例，詳細說明了多路輸出電源的設計特點。

1??? 電源的設計指標

??? 12V輸入，5V/±12V三路輸出模塊電源的設計指標如表1所列。

表1??? 設計指標

2??? 電源的設計原理

??? 圖1是針對單片機主板供電電源所設計的多路輸出開關電源原理圖。

圖1??? 多路輸出開關電源原理圖

??? 圖1中電感L201，L202，L203是耦合電感，L204是偏置繞組，由于受變壓器管腳限制，取自耦合電感。

??? 電路采用單端正激變換電路，當變換器接通電源時，輸入直流電壓經電阻R601和12V穩壓管D601及三極管V601和V602組成的穩壓降壓電路后，啟動UC3843。進入正常工作后，偏置繞組L204的供電電路開始工作，偏置繞組的輸出經二極管D4整流、C601濾波后輸出12V電壓，高于自供電電壓，使二極管D602反偏，啟動電路停止工作。偏置繞組為UC3843(IC301)提供工作電壓（12V），變換器進入正常工作，在PWM脈寬調制方式下，各路次級繞組的輸出經過各路的二極管整流、LC型濾波器濾波后，產生各路的直流輸出電壓。＋5V輸出的電壓由電阻器R402和R406分壓后，與可編程穩壓源TL431（IC401）中的2.5V參考電壓比較，然后通過光耦合器(IC101)反饋到UC3843的腳2，控制脈沖的占空比，穩定5V輸出。耦合電感L202及L203實現±12V兩路穩壓。過流保護電阻R101和R102檢測到開關管的過流信號，送入UC3843的腳3，封鎖UC3843的輸出信號，實現過流保護。

3??? 設計方案選擇

??? DC/DC模塊電源以中小功率為主,功率大都在150W之下,采用的電路拓撲以反激和正激變換器為主，有時也采用推挽變換器,電源要求體積小，設計時全部采用貼片元件。

3.1??? 主控芯片選擇

??? 主控芯片采用新型脈寬調制集成電路UC3843，是一種電流型控制的專用芯片，圖2是UC3843原理框圖。它具有欠壓鎖定電路，低靜態電流（1mA），大電流輸出，內置能隙參考電壓，500kHz工作頻率，低R0放大器，電壓調整率可達0.01V，非常接近線性穩壓電源的調整率，低起動電流僅1mA，啟動電路非常簡單等特點。

圖2??? UC3843原理框圖

3.2??? 穩壓方式選擇

??? 對單路輸出，只在輸出端加穩壓反饋電路即可，而對多路輸出，必須視要求而定：如果各路輸出電壓精度都要求高，則每路都應設計獨立的閉環穩壓回路，這樣設計難度較大；如果只有一路是重要的負載，其他路負載較輕，并對輸出電壓精度要求不是很嚴格，則只須給重要負載所在電路加反饋控制回路，其余兩路開環，依靠耦合電感實現穩壓。

3.3??? 多路輸出濾波電感繞制方式選擇

??? 本例的三路輸出中，5V（Uo1）是比較重要的負載，輸出電流最大（2A），12V是運算放大器供電電源，允許電壓在1～2V范圍變化,電流較?。?.25A），所以，只在5V主路加反饋控制回路，±12V輔路的穩壓性能是靠耦合電感來實現。針對本例多路輸出的具體情況，輸出濾波電感不宜采用獨立電感，而應采用耦合電感，即將三路的輸出濾波電感繞在一個磁芯上，只有5V主電路受控，輸出特性較好，而±12V兩路較差影響不大。

4??? 電源設計過程

4．1??? UC3843外圍電路設計

4.1.1??? 開關頻率選擇

??? 二次電源產品工作頻率一般選擇在100kHz～400kHz之間，本例設置開關頻率為250kHz，UC3843工作頻率可達500kHz，腳4是Rt/Ct鋸齒波振蕩器的定時電阻和電容的公共端，對于UC3843而言，

??? f==250kHz（1）

式中：R是圖1中的R304，其值為6.8kΩ；

????? C為圖1中的C302，其值為1nF。

4.1.2??? 過流保護電路設計

??? 圖1中R101及R102為過流檢測電阻，根據式ISMAX≈1.0V/RS設計R101及R102，這個電阻要設

得很小，以降低電阻上的損耗,圖1中設計為兩個10Ω電阻并聯。檢測電壓送入UC3843的腳3。

??? 腳3電壓高于1V過流保護電路就動作，使腳6停止輸出矩形波，電路停止工作。腳3還要接一個RC濾波器以抑制開關管的尖峰電流，圖1中這個濾波器由R103及C306組成。

4.1.3??? 反饋誤差放大器設計

??? R302，R303及C305構成積分型調節器，電阻R302和R303的比例關系影響系統的動態特性。R302和R303的比值可以改變UC3843電壓誤差放大器的放大倍數，對于一定的反饋電壓量，可使PWM調節器的輸出脈寬不同，從而影響輸出電壓調節幅度，即影響指標中輸出的動態響應調節幅度。積分器的電容C305的大小影響系統的調節速度，即影響指標中輸出的動態響應時間。

4.2??? 功率器件的選取

??? 變換器的開關器件采用功率MOSFET，依據單管變換器計算電壓的經驗公式，取

??? UCEO==144V（2）

式中：Udmax為漏源極的最大電壓；

????? D為占空比。

??? 所以，功率MOSFET的反向電壓應選用大于144V的，電流按高頻變壓器一次繞組的最大電流來確定。圖1中V101選用耐壓200V、電流9A的IRF630。

4．3??? 高頻變壓器的設計

4.3.1??? 磁芯的選用

??? 多路輸出變壓器一般要求有較大的窗口面積，DC/DC模塊電源可選用FEY型、FEE型、EUI型等磁芯，對于正激變換器，理論上變壓器初級須有復位繞組Nr，這里考慮到變壓器腳位的問題，選取高飽和磁感應強度的磁材,去掉復位繞組,這樣使每次磁芯都在磁化曲線的下部工作,避免磁芯飽和。

??? 先確定最大磁感應強度Bm，以計算并初選磁芯型號。

??? 1）考慮高溫時飽和磁感應強度Bs會下降，同時為降低高頻工作時磁芯損耗，最大工作磁感應強度一般選為0.2～0.25T。這里選取高飽和磁感應強度的磁材RM2.2KD，其Bs為0.44T。

??? 2）磁芯型號的選取有兩種方法，一是依據式（3）

??? AeAw>=（3）

式中：Ae為磁芯截面積；

????? Aw為磁芯窗口面積；

????? fs為開關頻率；

??????????? ΔB為磁性材料所允許的最大磁通密度的變化范圍；

????? dc為變壓器繞組導體的電流密度；

????? kc為繞組在磁性窗口中的填充系數。

??? 二是根據廠家的磁芯材料手冊給出的輸出功率與磁芯尺寸的關系。這里采用第二種方法選用FEY15.3磁芯，其有效截面積為18.7mm2。

4.3.2??? 計算匝比

??? Uo=Uo1＋UD=5.0＋0.5=5.5V（4）

式中：Uo1為5V主路輸出電壓；

????? UD為整流管MBR1545正向壓降，取0.5V。

??? n12==3.14（5）

式中：n12為主路原副邊匝比；

????? Ui=UminDmax=36×0.48=17.28V（其中Umin為電源最低輸入電壓，Dmax取0.48）；

????? Uo為N2輸出電壓。

??? 實際選取n12=4：1。

4.3.3??? 計算并調整主路副邊匝數

??? N2===3.13（6）

式中：Ts為電源周期，Ts==4×10－6s；

??????????? ΔBm為磁通增量，ΔBm=0.44－0.065=0.375T；

????? Ae為磁芯截面積，對FEY15.3磁芯，Ae=0.187cm2。

實際取N2=4匝。

4.3.4??? 計算原邊匝數

??? N1=N2×n12=4×4=16匝（7）

4.3.5??? 計算其余兩個輔路副邊匝數

??? N3=N4=N1×=4×=9.09（8）

式中：Uo2為＋12V輔路輸出電壓；

????? UD′為整流管SK3B正向壓降，也取0.5V。

實際取N3=N4=10匝。

??? 繞制時由于原邊、主路副邊電流較大，為減小漏感，分別采用雙線并繞法及三線并繞法。

4．4??? 輸出整流管設計

??? 為降低功耗，提高電源效率，選用肖特基整流二極管。輸出整流管的標稱電流（IF）值應為輸出直流電流額定值（Io）的3倍以上,即IF1>3Io；整流管的反向耐壓UR≥1.25PIVs，（PIVs=Uo＋UMAX，UMAX=2UACMAX，UACMAX為輸出最大紋波電壓幅值)。依據此原則，Uo1路整流管采用MBR1545，反向耐壓45V,正向電流15A；Uo2和Uo3采用SK3B，反向耐壓100V，正向電流3A。這里反向耐壓選擇高，有利于降低整流管上的損耗。

4．5??? 輸出耦合電感設計

??? 在采用一路受控，其余兩路依靠耦合電感穩壓這種控制方式下，為了把輔路輸出電壓調節保持在電壓1V的穩定范圍內，多路輸出時，主輸出的電感及每路電感要求工作在電感電流連續狀態。設計時先進行高壓支路到低壓支路的折算，根據總輸出電流按單線圈選取磁芯、總導線截面積以及導線尺寸、匝數。即首先通過電路設計確定輸出濾波電感值。為使電感電流連續以維持濾波效果，輸出濾波電感必須設計在連續狀態，流過電感器的電流應大于負載電流的最小值IOMIN，電感值大于IOMIN時對應的電感值

??? L=（9）

式中：n為變壓器匝比；

????? Uimax為最大輸入電源電壓；

??????????? ΔI為允許的電感電流最大紋波電流值。

??? 確定濾波電感值后，根據電感最大貯能值0.5×L×I2，依據式（10）選擇磁性型號，

??? AeAw>=（10）

式中：IMAX為電感電流最大有效值；

????? ISP為電感電流最大峰值；

????? BMAX為磁路磁通密度最大值。

然后依據式（11）確定電感匝數，

??? NL=（11）

??? 最后再分配到各支路，根據各路實際電流和次級匝比得到各線圈匝數和尺寸。

??? 電流連續模式電感磁芯可選擇比變壓器磁芯差一些的磁芯材料，但在實際應用中，如果兩種材料價格相差不大，往往采用與變壓器相同的材料。圖1中電感磁芯仍為FEY15.3。

??? 選擇電感的匝數首先要滿足電感的匝數比等于主變壓器的輸出繞組的匝數比,因為，如果耦合電感L201及L202的匝數比不能保證與變壓器的匝比相等，則在Uo1和Uo2之間會存在附加的電流流動，從而在其輸出產生很大的紋波。其次，各路在每路相應的變壓器匝數上乘以2或3得出各路的電感匝數。圖1選變壓器匝數的3倍，正好可以雙線并繞填滿窗口寬度。最后得出Uo1路輸出電感匝數是NL201=3N2=3×4=12匝。

??? Uo2路輸出電感匝數是NL02=3N3=3×10=30匝，Uo3路輸出電感匝數是NL203=NL02=30匝。

??? 偏置繞組NL204為UC3843提供12V工作電壓，其輸出電壓=Uo2，故匝數NL04=NL202=30匝。

??? 為了滿足負載調整率，互感必須很好耦合。所以在繞制各個繞組時，應覆蓋整個骨架的寬度，而且應當使用相同線徑的幾條導線并排纏繞，以確保在整個骨架的寬度上，達到最好耦合。

5??? 其他注意事項

??? 1）調試多路輸出電源時要先斷開輔路，調整好主路，保證主路工作正常后再加上輔路調整，可降低調試難度。

??? 2）為了滿足設計指標，除要注意滿載時的負載調整率，還要顧及輕載時的負載調整率；為了防止空載時輸出電壓太高損壞輸出整流管，必須給每路輸出均加上假負載，圖1中R5，R6，R7均為相應路的假負載，假負載值不宜太大，大小可用實驗確定。另外主路和輔路之間的假負載要配合調整，以滿足輔路的電壓范圍在指標內。

??? 3）主路空載輸出電壓可由TL431的分壓電阻確定，當主路空載輸出電壓低時可減小R406，保證TL431的2.5V基準。表2為R406阻值改變時，測得各路空載輸出電壓的一組數據。當主路空載輸出電壓和假負載確定好后，如果出現輔路空載輸出電壓超出指標范圍時，可適當改變整流管參數，如當輔路12V輸出為12.7V超出指標12.5V時,可換用正向壓降為0.7V的整流管代替正向壓降為0.5V的整流管。輸出假負載也可調整空載輸出電壓。

表2??? R406阻值改變時各路輸出電壓的變化

6??? 實測數據及波形

??? 圖3是UC3843腳4輸出的鋸齒波，可用于判斷UC3843是否正常工作。

圖3??? 腳4輸出的鋸齒波形

??? 圖4是空載時UC3843腳6輸出矩形波。

圖4??? 空載時腳6輸出矩形波形

??? 圖5是主路加25Ω負載，輔路空載時開關管的漏—源極波形，可以看出此時D約0.35，脈寬已經開始調整。

圖5??? 輔路空載、主路接25Ω負載時開關管的uDS波形

圖6??? 是主輔路全滿載時開關管的漏—源波形，可以看出此時D約0.5，脈寬已調至最大。

圖6??? 主輔路全滿載時開關管的vDS波形

??? 表3是此三路輸出電源在主、輔路負載變動時輔路的輸出電壓波動實測數據。

表 3??? 負 載 變 動 時 輸 出 電 壓 的 波 動

7??? 結語

??? 多路輸出比單路輸出設計較為復雜，必須依據設計指標重點做好UC3843外圍元器件參數、多副邊高頻變壓器、耦合電感等的正確設計，配合反饋回路的調節，才能全面確保各項指標。本文設計的電源已用于單片機數據采集控制電路中。