半英寸UMTS基站接收器設計

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　　在滿足宏蜂窩基站性能要求的前提下，能達到多高的集成度? 工藝技術仍然限定某些重要的功能部件必需運用特殊的工藝來制造：在射頻 (RF) 領域采用 GaAs 和 SiGe、高速 ADC 采用細線 CMOS，而高品質因數濾波器則無法使用半導體材料得以很好地實現。此外，市場還需要更高的密度。

　　考慮到上述問題，我們決定用系統級封裝 (SiP) 技術來開發占用約 1/2 平方英寸 (剛剛大于 3cm2) 面積的接收器。接收器的邊界是 50Ω RF 輸入、50Ω LO 輸入、ADC 時鐘輸入及數字 ADC 輸出。這留待增加 LNA 與 RF 濾波以用于輸入、LO 和時鐘發生、和數字輸出的數字處理。在 15mm x 22mm 封裝內，是采用 SiGe 高頻組件的信號鏈路、分立式無源濾波和細線 CMOS ADC。

　　以下是對兩個微型模塊 (μModule) 產品進行的設計分析：一個是實現直接轉換接收器的 LTM9004;另一個是實現 IF 采樣接收器的 LTM9005。

　　設計目標

　　設計目標是 UMTS 上行鏈路 FDD 系統，特別是處于工作頻段 I 的中等覆蓋區域基站 (詳見 3GPP TS25.104 V7.4.0 規范)。就接收器而言，靈敏度是一個主要的考慮因素，在輸入信噪比 (SNR) 為 -19.8dB/5MHz 時，要求為 ≤ -111dBm。這意味著，接收器輸入端的有效噪聲層必須 ≤ -158.2dBm/Hz。

　　設計分析 ─ 零 IF 或直接轉換接收器

　　LTM9004 是一款直接轉換接收器，采用了 I/Q 解調器和基帶放大器以及雙 14 位、125Msps ADC，如圖 1 所示。LTM9004-AC 低通濾波器在 9.42MHz 處有一個 0.2dB 的轉角，從而允許 4 個 WCDMA 載波。LTM9004 可與一個 RF 前端一起使用，以構成一個完整的 UMTS 頻帶上行鏈路接收器。RF 前端由一個雙工器以及一個或多個低噪聲放大器 (LNA) 及陶瓷帶通濾波器組成。為了最大限度地降低增益和相位失衡，基帶鏈路采用了固定增益拓撲，因此在 LTM9004 之前需要一個 RF 可變增益放大器 (VGA)。以下是此類前端的典型性能例子：

　　接收器頻率范圍： 1920 至 1980MHz

　　RF 增益： 最大值為 15dB

　　自動增益控制 (AGC) 范圍： 20dB

　　噪聲指數： 1.6dB

　　IIP2： +50dBm

　　IIP3： 0dBm

　　P1dB： -9.5dBm

　　20MHz 時的抑制： 2dB

　　發送器頻帶上的抑制： 96dB

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　　圖 1：在 LTM 9004 微型模塊接收器中實現的直接轉換架構

　　OFFSET ADJUST：偏移調節

　　DC OFFSET CONTROL：DC 偏移控制

　　考慮到 RF 前端的有效噪聲貢獻，LTM9004 引起的最大可允許噪聲必須是 -142.2dBm/Hz。LTM9004 的典型輸入噪聲是 -148.3dBm/Hz，據此計算出的系統靈敏度為 -116.7dBm。

　　一般情況下，此類接收器可受益于 ADC 之后的數字化信號的某些 DSP 濾波。在該場合中，假設 DSP 濾波器是一款具有 α = 0.22 的 64 抽頭 RRC 低通濾波器。為了在存在同通道干擾信號的情況下運作，接收器在最大靈敏度下必須擁有足夠的動態范圍。UMTS 規范所要求的最大同通道干擾源為 -73dBm。

　　請注意，就一個具 10dB 波峰因數的已調信號而言，在 LTM9004 IF 通帶內 -1dBFS 的輸入電平為 -15.1dBm。在 LTM9004 輸入端，這相當于 -53dBm，或 -42.6dBFS 的數字化信號電平。

　　RF 自動增益控制 (AGC) 設定為最小增益時，接收器必須能從手機中解調出 預計所需的最大信號。這種要求最終設定了在或低于 -1dBFS 時，LTM9004必須提供的最大信號。規范中規定的最小通路損耗為 53dB，而且假定手機的平均功率為 +28dBm。那么在接收器輸入端，最大信號電平就是 -25dBm。這等效于 -14.6dBFS 的峰值。

　　UMTS 系統規范中詳細說明幾種阻斷信號。在存在此類信號的情況下只允許進行規定大小的減敏;靈敏度指標為 -115dBm。其中的第一種是一個相距 5MHz 的鄰近通道 (處于 -42dBm 的功率級)。數字化信號電平峰值是 -11.6dBFS。DSP 后處理增加 51dB 抑制，因此在接收器輸入端，這個信號相當于一個 -93dBm 的干擾信號。結果靈敏度為 -112.8dBm。

　　接收器還必須與一個相隔 ≥ 10MHz 的 -35dBm 干擾通道相競爭。微型模塊接收器的 IF 抑制將使這個干擾通道衰減至相當于峰值為 -6.6dBFS 的數字化信號電平。經過 DSP 后處理，該干擾通道在接收器輸入相當于 -89.5dBm，結果靈敏度為 -109.2dBm。

　　還必須考慮到帶外阻斷信號，但是這些帶外阻斷信號的電平與已經討論過的帶內阻斷信號相同。

　　在所有這些場合中，LTM9004 的 -1dBFS 典型輸入電平均遠遠高于最大預期信號電平。請注意，調制通道的波峰因數將大約在 10 至 12dB，因此在 LTM9004 的輸出端上，其中最大的一個將達到約 -6.5dBFS 的峰值功率。

　　最大的阻斷信號是 -15dBm CW 音調 (超過接收頻段邊緣 ≥ 20MHz)。RF 前端將對這個音調提供 37dB 抑制，因此它出現在 LTM9004 的輸入端時將為 -32dBm。在這里，這種電平值的信號仍然不得降低基帶微型模塊接收器的靈敏度。等效的數字化電平峰值僅為 -41.6dBFS，因此對靈敏度沒有影響。

　　另一個不想要的信號功率源是來自發送器的泄漏。因為這是一個 FDD 應用，所以這里描述的接收器將是與一個同時工作的發送器耦合的。該發送器的輸出電平假定為 ≤ +38dBm，同時發送至接收的隔離為 95dB。那么在 LTM9004 輸入端出現的泄漏為 -31.5dBm，相對于接收信號偏移至少 130MHz。等效的數字化電平峰值僅為 -76.6dBFS，因此沒有降低靈敏度。

　　直接轉換架構的一個挑戰是二階線性度。二階線性度不夠將允許想要或不想要的任何信號，以引起基帶的 DC 偏移或偽隨機噪聲。如果這種偽隨機噪聲接近接收器的噪聲電平，那么上面詳細討論過的那些阻斷信號將降低靈敏度。在這些阻斷信號存在的每種情況下，系統規范都允許靈敏度降低。按照系統規范的規定，-35dBm 阻斷通道可以使靈敏度降至 -105dBm。如我們在上面看到的那樣，這種阻斷信號在接收器輸入端構成了一個 -15dBm 的干擾信號。LTM9004 輸入端產生的二階失真大約比熱噪聲低 16dB，結果預測靈敏度為 -116.6dBm。

　　-15dBm 的 CW 阻斷信號還將導致二階分量，在這種情況下該分量是一個 DC 偏移。DC 偏移是不想要的，因為它減小了 A/D 轉換器能處理的最大信號。一種減輕 DC 偏移影響的可靠方法是，確?；鶐⑿湍K接收器的二階線性度足夠高。在 ADC 輸入端，由于這一信號而產生的預測 DC 偏移 < 1mV。

　　請注意，發送器泄漏不包括在系統規范中，因此由于這一信號而產生的靈敏度下降必須保持到最小。發送器輸出電平假定為 ≤+38dBm，同時發送至接收的隔離為 95 dB。LTM9004 中產生的二階失真導致的靈敏度損失將 <0.1dB。

　　在規范中對 3 階線性度僅有一個要求。這就是在兩個干擾信號存在的情況下，靈敏度不得降至低于 -115dBm。這兩個干擾信號是一個 CW 音調以及一個 WCDMA 通道，每個的大小都是 -48dBm。這些干擾信號每個都以 -28dBm 的大小出現在 LTM9004 的輸入端。它們的頻率與想要的通道相隔 10MHz 和 20MHz，因此 3 階互調分量落在基帶上。這里，這個分量仍然以偽隨機噪聲形式出現，因此將使信噪比降低。LTM9004 中產生的 3 階失真大約比熱噪聲層低 20 dB，預測靈敏度降低 < 0.1 dB。